从事电源产品设计的历程，感触颇深，借着这篇文章主要想总结一下这些年来自己在单端反激式开关电源设计方面的一些经验和技巧，期间走了太多的弯路，也吸取了很多的教训，当然也仍然有很多的不解，由于主题涉及的知识面比较广，内容篇幅也比较多，先来个框架，我们大家一起来一步一步学习反激式开关电源的设计，欢迎大家猛烈拍砖，如有纰漏还请大神们指正~
★★★★★★★★一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.8（持续优化中）★★★★★★★★（391楼)
■步骤1_确定应用需求（2楼）
_实例（139楼）
■步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压（5楼）
_实例（140楼）
■步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量（6楼）
3.1、选择输入存储电容CIN的容量
3.2、确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX.
_实例（141楼）
■步骤4_输入整流桥的选择（8楼）
_实例（145楼）
■步骤5_确定反射的输出电压VOR以及钳位稳压管电压VCLO（9楼）
_实例（150楼）
■步骤6_对应相应的工作模式及电流波形设定电流波形参数KP：当KP≤1时，KP=KRP;当KP≥1时，KP=KDP（15楼）
_实例（151楼）
■步骤7_根据VMIN和VOR确定DMAX（16楼）
_实例（152楼）
■步骤8_计算初级峰值电流IP、输入平均电流IAVG和初级RMS电流IRMS（17楼）
_实例（153楼）
■步骤9_基于AC输入电压，VO、PO以及效率选定MOS管芯片（18楼）
_实例（154楼）
■步骤10_设定外部限流点降低的ILIMIT降低因数KI（19楼）
_实例（155楼）
■步骤11_通过IP和ILIMIT的比较验证MOS芯片选择的正确性（20楼）
_实例（156楼）
■步骤12_计算功率开关管热阻选择散热片验证MOS芯片选择的正确性（21楼）
_实例（157楼）
■步骤13_计算初级电感量LP（22楼）
_实例（158楼）
■步骤14_选择磁芯和骨架，再从磁芯和骨架的数据手册中得到Ae，le，AL，和BW的参考值（28楼）
_实例（159楼）
■步骤15_根据初级电感量大小以及磁芯参数计算初级绕组圈数NP（31楼）
_实例（162楼）
■步骤16_计算次级绕组圈数NS以及偏置绕组圈数NB（32楼）
_实例（163楼）
■步骤17_确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG（33楼）
_实例（166楼）
■步骤18_步骤23-检查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通过改变L、NP或NS或磁芯/骨架的方法对其进行迭代，直到满足规定的范围（34楼）
_实例（167楼）
■步骤24 –确认BP≤4200高斯。如有必要，减小限流点降低因数KI（35楼）
_实例（179楼）
■步骤25 –计算次级峰值电流ISP（36楼）
_实例（180楼）
■步骤26 –计算次级RMS电流ISRMS（45楼）
_实例（181楼）
■步骤27 –确定次级绕组线径参数ODS、DIAS、AWGS（48楼）
_实例（182楼）
■步骤28 –确定输出电容的纹波电流IRIPPLE（49楼）
_实例（184楼）
■步骤29 –确定次级及偏置绕组的最大峰值反向电压PIVS,PIVB（50楼）
_实例（185楼）
■步骤30 –根据VR和ID选择输出整流管（51楼）
_实例（186楼）
■步骤31 –输出电容的选择（66楼）
_实例（188楼）
■步骤32 –后级滤波器电感L和电容C的选择（70楼）
_实例（189楼）
■步骤33 –从表10选择偏置绕组的整流管（83楼）
_实例（190楼）
■步骤34 –偏置绕组电容的选择（85楼）
_实例（191楼）
■步骤35 –控制极引脚电容及串联电阻的选择（86楼）
_实例（192楼）
■步骤36 –根据图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类型，选用相应的反馈电路元件（88楼）
_实例（193楼）
■步骤37 –环路动态补偿设计，以TOP-GX系列芯片为例
37.1 、TL431工作条件分析（95楼）
37.2 、零极点基础知识（96楼）
37.3 、TOPSWITCH控制环路分析基础知识（98楼）
37.4 、TOPSWITCH控制环路分析（100楼）
■一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1与PI EXPERT设计结果验证对比报告（312~313楼）
*电路调试问题总结
一、解决MOS管温升过高问题（202楼）
二、解决输出整流管温升过高问题（210楼）
三、解决上电时输出过冲幅度太大的问题（211楼）
四、解决输出电压100HZ工频纹波太大的问题（212楼）
五、解决高频变压器温升过高问题（215楼）
六、提高开关电源效率问题（216楼）
七、解决变压器高频啸叫问题（220楼）
八、以初级峰值电流为例验证设计裕量的重要性（226楼）
九、关于SOT-23封装和TO-92封装TL431使用心得（232楼）
十、最坏条件测试一——最大漏极电压（233楼）
十一、最坏条件测试二——最大漏极电流（234楼）
十二、最坏条件测试三——主要功率元件热检查（235楼）
十三、对制成成品后的开关电源板进行三防漆喷漆工艺处理（272楼）
十四、关于变压器开气隙位置的建议（275楼）
十五、关于变压器开气隙方式的建议（276楼）
十六、关于匝比不变的情况下增加和减少变压器匝数的影响（284楼）
十七、从开关应力角度深入理解反射电压VOR的选择范围（290楼）
十八、关于工程上磁芯开气隙的大小建议（293楼）
十九、关于峰值磁通密度验证时的大小建议（295楼）
二十、关于计算绕组匝数时使用的最大交流工作磁通密度BM和最后设计验证时验证的BM的关系（296楼）
二十一、关于选用绕组线径大小和绕组股数层数的建议（308楼）
二十二、关于计算初级绕组电感量时使用储能方程式还是脉动电流方程式的问题（360楼）
二十三、输出二极管RC吸收电路的参数设计（待验证）（399楼）
*PCB LAYOUT几点注意事项
PCB LAYOUT技巧一：关于浪涌防护电路（237楼）
PCB LAYOUT技巧二：关于L和N走线层的建议（238楼）
PCB LAYOUT技巧三：关于散热片下方走线时建议打白油处理（241楼）
PCB LAYOUT技巧四：关于用多个元件串并联代替单个元件的建议（245楼）
PCB LAYOUT技巧五：建议设计时预留关键测量信号的测试点（246楼）
PCB LAYOUT技巧六：建议通用件至少预留两种通用封装（251楼）
PCB LAYOUT技巧七：对绝缘耐压有要求的场合或大的功率元件下方PCB板建议间隔性开孔处理（270楼）
PCB LAYOUT技巧八：正确选择单点接地（271楼）
*电气参数测量注意事项
一、MOSFET开关管漏极电压的测量（252楼）
二、测量整流桥输出电压（253楼）
三、测量电源效率的测量方法（254楼）
四、主要功率元件温升的测量（256楼）
五、输出纹波测试注意事项（258楼）
六、输出电压上升/下降时间测试注意事项（262楼）
*实例常规性能测试结果
一、实例功率因素、效率和能效测试结果（259楼）
二、实例输出纹波测试结果（260楼）
三、实例输出电压上升/下降时间测试结果（261楼）
四、实例输出过冲幅度测试结果（263楼）
五、实例MOS开关管漏极、栅极工作波形测试结果（264楼）
六、实例输出过流保护测试结果（265楼）
七、实例输出短路保护测试结果（266楼）
八、实例负载调整率测试结果（269楼）
※附件1—— 《一步一步精通单端反激式开关电源设计》WORD版（119楼）
※附件2—— 实例讲解原理图（SCH）设计源文件（194楼）
※附件3——TDK磁性材料与骨架参考资料（183楼）
※备注1—— 关于散热片热阻和面积的简单关系（122楼）
※备注2——波特图绘制软件MATHCAD15下载链接（277楼）
※备注3——很好的开关电源入门软件PIExpertSuiteSetup64下载链接（278楼）
步骤1_确定应用需求。
首先在设计之前需要简单的了解下单端反激式开关电源需要确定哪些应用及设计需求：
1.1、流输入最小电压：VACMIN，单位V；交流输入最大电压：VACMAX，单位V
交流输入电压大小主要受限于国家电网单相市电输出标准，常见的交流电压输入范围有：
|
⑴宽电压范围：AC85~265V；⑵230或115倍压整流:AC195~265V；⑶自定义输入范围； |
1.2、交流输入电压频率：FL，单位HZ
50HZ或者60HZ，详细信息可百度下世界电网频率表即可。本例设计取50HZ
1.3、开关频率：FS，单位KHZ
大于20KHZ，常用50KHZ~200KHZ，具体由开关芯片决定。
1.4、输出电压：Vo，单位V
取决于用户应用需求，主要由负载工作电压决定
1.5、输出电流：IO，单位A
取决于用户应用需求，主要由负载工作电流决定
1.6、电源效率：η
低电压（5V以下）输出时，效率可取75%；
中等电压（5V到12V之间）输出时，可选80%；
高压（12V以上）输出时，效率可取85%；
可参考开关芯片厂商数据手册建议，如果没有更好的参考依据，可以使用80%~85%
1.7、负载调整率：SI
参考开关芯片产品规格书，例PI公司的TOP246Y提供4重负载调整率：±10%，±2.5%，±1%，±0.2%
1.8、损耗分配因子：Z
如果Z = 1，说明所有损耗都在次级侧。如果Z = 0，说明所有损耗都在初级侧。如果没有更好的参考数据，可以使用Z = 0.5。
1.9、空载功率损耗：P_NO_LOAD，单位MW
可参考开关芯片厂商数据手册建议。
1.10、输出纹波电压：VRIPPLE，单位MV
小于200MV，具体大小取决于用户实际需求和该开关电源具体的应用领域。
放假不愁没的看啦
白天出去转转，晚上回来继续写
步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压
同样以PI公司的TOP系列芯片为例，其他品牌开关芯片的选取原则同样可以基于此原则。首先解释个名词术语：
2.1、负载调整率
百度百科是这样解释的：
负载调整率 (LOAD REGULATION)步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量
3.1、选择输入存储电容CIN的容量
⑴输入滤波电容器容量的选择（简单估算）
为降低整流滤波器的输出纹波，输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)的比例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应取k=(2～3)μF／W；当交流电压u=230V(1±15％)时，应取k=1μF／W。输入滤波电容器容量的选择方法详见附表l，Po为开关电源的输出功率。
⑵输入滤波电容器容量的选择（准确计算）
准确计算输入滤波电容器容量的方法输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CI值选得过低，会使UImin值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。但CI值取得过高，会增加电容器成本，而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。
① 对于正常输入电压范围：输入电压为AC195-265V，那么最低输入电压为AC195V，在该输入电压的情况下，整流后输出电压峰值一般为195*√2=275V，输入电容的选择一般根据整流后最低输出电压来计算，如果我们考虑整流后最低输出电压为240V，则有
由195×1.414sinwt=240，可以计算wt=61,可以计算出在单个脉动周期内，
② 对于宽输入电压范围：输入电压为AC85-265V，那么最低输入电压为AC85V，在该输入电压的情况下，整流后输出电压峰值一般为85*√2=120V，输入电容的选择一般根据整流后最低输出电压来计算，如果我们考虑整流后最低输出电压为90V，则有由85×1.414sinwt=90，可以计算wt=49,可以计算出在单个脉动周期内，
③
综上：设计合理。
一般设计时，设定桥式整流管连续导通时间tc = 3ms，则放电时间为7ms；
3.2、确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX.
考虑到铝电解电容 20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，根据上面计算再综合考虑选择合适的电容容量后，就可以确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX了，同理由以上公式2变形公式得：
吃饭去了，晚上继续 目前一知半解 很详细，学习了 大家一起交流学习，呵
步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量_实例：
3.1、选择输入存储电容CIN
本例采用简单估算的方法
首先：PO= 32V * 1.9A = 60.8W
由于输入电压(AV195V~AC265V) ∈ AC230V(1±15%)，故选择输入存储电容CIN≥60.8UF即可，考虑到输入电容在高低温等恶劣条件下容量会有一定的损耗，但CI值取得过高，会增加电容器成本，而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。我们选择CIN = 1.2 *PO = 91.5UF，取常用型号CIN = 100UF/400V。
3.2、确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX.
不知道楼主是怎么算的输入最低电压 全电压：AC85-265V
我知道的公式是Vin（min）=^2*VAC（min）=120V
不知道楼主算的输入最低电压有256V
搞不懂
我这里是以(AV195V~AC265V) ∈ AC230V(1±15%)举例的。 哦 谢谢楼主解惑 请问大虾：整流后最低输出电压取值有讲究吗？ 整流后最低输出电压的大小会影响后续最大占空比、输入平均电平、初级绕组电感量等因数的选择，建议选择整流后最低输出电压时按照tc=1~4ms进行设计，至于整流后最低输出电压是否合适，建议在EXCEL设计工具中对相关影响因数综合进行验证，我习惯按照tc=2ms或3ms计算出理论值后，然后在常规型号中选择一个最为接近的电容规格，后续的所有设计就基于这个选择的参数进行计算。 受教了！ 楼主，有个非常困惑的地方，设计初期将tc取为2ms，则可以计算出滤波后最低电压和滤波电容，之后在常规型号中选一个容量接近计算值的电容。然后用所选电容反推出最小滤波电容，在反推过程中tc是否还是按照设计之初的2ms进行计算（如果这个算感觉不合理，电容值变了，tc肯定要变）。但是不按照2ms的话感觉通过电容值反推电压值的计算太复杂了。不知道大神在这一步是怎么处理的
本人菜鸟，按步骤推算了一下 发现这里的Tc算出来怪怪的...还请赐教1/4Fl-49/2πFl Fl是线电压的频率嘛 取50 则推出来是1/4*50-49/2*3.14*50，得出来的结果是个负数，很是疑惑还请大侠指教
建议公式推倒过程中最好全程用弧度而不是角度
比如对sin平方积分的时候...
请问大虾：tc=1/4fl-* 这个公式，是给定的？|还是推算出来的？想不明白，就是电容充电时间
还有您这个2πFL，这个L是是最小频率么？，希望指点下，Tc这个公式，非常感谢 FL是交流电的频率，不要把F和L分开。 那是50HZ 谢谢，看了好久终于弄清楚这个TC的来历了，真是哭晕在厕所楼主，你好，我看了你的这两个计算输入电容和最小输入电压的公式后，有个疑问：在电容公式中假设了最小直流输入电压后才计算出电容的，而后在计算最小输入电压的时候，又假设了输入电容，这有点不明白。
原本的初衷是这样想的，在假设了最小直流输入电压的情况下计算最小输入电容，之后在电容的常用规格系列中选择一个最接近计算出来的规格，之后再以确定下来的电容反推最小直流电压，不知道这样说理解了没 文章计算电容时，列了很多公式，这些公式可靠吗？有很多估值的地方，会离理想值会越来越远吗？ 分析的好，学习和参考
楼主你好，你的帖子对我帮助非常大，十分感谢。仔细推敲之下我有几个小疑问。
1.在计算放电时间的时候你直接用（0.5*T-tc）,默认从峰值开始放电，但理论上是在峰值之后放电的，这是考虑到电容裕量吗？
2.Q=PIN*t(放电时间)，为什么电容的放电功率可以用总输入功率来代替？望指教
再次感谢！
上面TC公式和下面TC公式分式相同，但算出的结果不一样。
后面帖子有解释。了解了。
根据您的公式，算出来的Vmin很小，比如90Vrms时 大概为77V，为此研究发帖，还是没有搞定，跟网上有人的经验和有些书上出入很大，很是纳闷，该怎么选？
po为什么等于60哇
步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压_实例：
首先根据应用需求中负载调整率：SI=±0.2%来确定反馈电路的类型，本例选择“光耦/TL431”反馈电路类型，偏置电压选择VB=13.5V;
偏置电压为什么选择VB=13.5V ？
这个偏置绕组电压一般由选定的MOS管芯片给出建议值，这里的实例是以PI公司的TOP 246Y芯片为例举例的，由PI EXPERT软件可知，VB的推荐值是12V，
选择VB=13.5，是考虑到变压器绕制工艺10%误差，VB=12*1.1=13.2V，取13.5V
以上是个人的理解，供参考
请问哪里是偏置电压，我刚学开关电源，大神指点下啊！ 是这样的，隔离的反激式开关电源的变压器器绕组一般包括输入绕组，输出绕组和偏置绕组，偏置绕组的目的是为了给MOS管芯片提供参考工作电压用的，而偏置电压就是偏置绕组输出的电压大小，这个值在MOS管芯片的应用手册收一般都会给出来的~ OK，明了。
偏置绕组电压一般由选定的MOS管芯片给出建议值，这里我不太理解？MOS管规格书会写出这个吗？能否截个图告知我一下。我找了很久没找到也没理解到意思啊
简单来说，MOS管的数据手册中的参数规格表都是在特定值的情况下测得的，这些特定值可以作为我们设计MOS驱动电压的参考。详细选择可以参考数据手册中VDS和ID的关系曲线图
这里主要做环路补偿用的，建议你先看下
步骤37 –环路动态补偿设计，以TOP-GX系列芯片为例 先~
请问楼主 光耦上面的那个电阻的取值是如何来的？ 你可以看下95楼的实例讲解，里面有详细的取值原则好贴.....
你好，有个TOP247R的应用，发现TL431和R5,R10两个电阻的温度都在100°左右了
1.7、负载调整率：SI=±0.2%；
1.8、损耗分配因子：Z = 0.5；
1.9、空载功率损耗：P_NO_LOAD<=800MW；
1.10、输出纹波电压：VRIPPLE<200MV。
楼主，为什么开关频率选取132KHz啊，依据什么选择
选择的IC的频率，比如NCP1251 这种IC的频率是65K 这个开关芯片参数第一格都会告诉你 顶一个 顶！！！！ 多谢支持~ 非常好！！ 呵呵，多谢支持，等出差回来后继续更新，欢迎关注~ 学习学习，谢谢楼主分享，资料真的好详细啊。 学习。。。。 学习 加一层~~ 内容详实，楼主蛮有魄力的，希望大家共同学习。 学习和参考的好机会 学习学习，现在各种电源都要做，搞得有点头大
步骤4_输入整流桥的选择
50HZ交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在理想情况下，整流桥的导通角本应为180度（导通范围从0度~180度），但由于滤波电容器C的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有输入电流经过整流桥对C充电。50HZ交流电的半周期时间为10ms，整流桥的导通时间tc≈3ms，其导通角仅为54度（导通范围是35度~90度）。因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原理如图1(a)所示，整流滤波电压及整流电流的波形分别如图1(b)和1(c)所示。
整流桥的主要参数有反向峰值电压UBR(V),正向压降UF(V),平均整流电流Id(A),正向峰值浪涌电流IFSM(A),最大反向漏电流IR(uA)。整流桥的反向击穿电压UBR应满足下式要求：
举例说明，当交流输入电压范围是85~132V时，umax=132V，由式（1）计算出UBR=233.3V,
可选耐压400V的成品整流桥。需要指出，假如用4只硅整流管来构成整流桥，整流管的耐压值还应进一步提高。譬如可选1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。这是因为此类管子的价格低廉，且按照耐压值“宁高勿低”的原则，能提高整流桥的安全性与可靠性。
选择平均整流电流IAVG。
方法一：
设交流输入有效值电流为IRMS，计算IRMS的公式如下：
式中，PO为开关电源的输出功率，η为电源效率，μmin为交流输入电压的最小值，cosφ为开关电源的功率因数，允许cosφ=0.5~0.7。由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流，因此整流桥的平均整流电流Id<IRMS,一般可按Id=（0.6~0.7）IRMS来计算IAVG值。
例如，设计一个7．5V／2A(15W)开关电源，交流输入电压范围是85～265V，要求η=80％。将Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7一并代入(2)式得到，IRMS=0．32A，进而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。实际选用lA／600V的整流桥，以留出一定余量。
方法二：
●VR≥1.25*2*VACMAX;其中VACMAX从步骤1中得到。
●ID≥2*IAVG;其中ID为整流桥的电流额定值，IAVG为平均输入电流。
变压器输入平均电流IAVG =POη*VMIN，其中VMIN从步骤3中得到，η从步骤1得到。
这里面的 变压器输入平均电流IAVG=POη*VMIN，是不是错了，应该为IAVG==PO/(η*VMIN)吧？不知道我说的对不对？
导入进来的时候论坛对公式的支持不怎么好，导致中杆丢失，幸亏你指出来了，马上更正
我买的磁芯估计绕不了350匝，准备按您的步骤重新算一下参数。 求原边平均值的时候 与D 占空比无关吗，为什么我的算法里有占空比，求解 IAVG==PO/(η*VMIN)---->IAVG=PO*η/VMIN这种模式，我感觉是正确的
首先，PIN=PO/η
然后IAVG=PIN/VMIN=PO/(η*VMIN),应该是正确的
步骤4_输入整流桥的选择_实例：
■首先根据公式Id=（0.6~0.7）*IRMS=（0.6~0.7）*[PO/(η*VACMIN*cosφ)计算Id值：
Id ≥ 0.7*60.8/（0.8*195*0.5）=0.546A
■其次根据公式UBR≥1.25*√2 *VACMAX计算UBR值：
UBR≥1.25 * 1.414 * 265 =468V
综上，要求输入整流桥的Id≥0.546A，UBR≥468V，考虑到设计裕量，一般Id预留3倍裕量，UBR预留1.5倍裕量，可选择
Id=2A，UBR=700V规格及以上的整流桥比较可靠~
楼主，你这里都没有考虑浪涌时的瞬时电压，输入端没有任何保护器件，压敏的残压比较高，这里选择整流桥应该是不行的，应该使用整流二极管才能扛得住 是的，你考虑的比较全面，不过一般我们都会在电源入口增加气体管和压敏等浪涌防护电路，习惯性我一般差模之间加一个20D471的压敏，共模加一个470V气体管串压敏对壳，这里由于20D471的钳位电压都到700多V去了，是有点风险，所以工程上我一般对UBR预留更大的设计裕量，选择1000V的整流桥，即满足设计裕量，又通用。整流二极管组件整流桥的话不建议使用，主要原因帖子中也粗略说了下。不过还是感谢提出的这个设计风险，对于产品的可靠性很有帮助 赞 楼主你好，对于有PFC电路的电源，整流桥的Id也可以这样计算的吗？ 赞步骤5_确定反射的输出电压VOR以及钳位稳压管电压VCLO
5.1 VOR的确定
当开关管断开，变压器能量传输时，次级线圈电压通过匝比反射到初级的电压即为反射电压。VOR一般在80V~135V之间选取，选取应符合以下规则：
（1）VOR越高，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输；
原因：
根据伏秒积定律有：(VMIN-VDS)*TON=VOR*TOFF
VOR越高，DMAX越大，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输。
（2）VOR越高，增加变压器的漏感，降低效率，EMI增大；
原因：
（3）VOR大于135V，容易把开关管击穿，VOR小于80V容易引起开关管在启动时的保护。
原因：
5.2 确定RCD+Z钳位的大小
注意：
① VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．
② VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）
③ MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）
④ 如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
⑤ VRCD是由VRCD1和VOR组成的
⑥ RCD吸收回路的R值越小，开关电源的效率越低；R值越大，MOS功率管有可能被击穿。
1.测量变压器的初级漏感Lik
初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。
当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%--5%
2.确定设计的电源的开关频率fs
3.确定正确的峰值初级电流IP
4.确定初级MOSFET 所允许的总电压，并根据以下公式计算
5.确定箝位电路的电压纹波Vdelta
（注释：建议典型值应为 Vmaxclamp的10% 。）
6.根据以下公式计算箝位电路的最小电压：
V minclamp = V maxclamp - V delta
7.根据以下公式计算箝位电路的平均电压Vclamp：
V clamp = V maxclamp - V delta/2
8.根据以下公式计算漏感中贮存的能量：
16.应使用快速或超快恢复二极管，将其用作箝位电路中的阻断二极管。
（注释：在有些情况下，使用标准恢复二极管有助于提高电源效率及 EMI 性能。用作此用途的标准恢复二极管必须列明指定的反向恢复时间。使用这种二极管时应特别注意，确保其反向恢复时间低于可接受的限值。如果未经全面评估，不建议批准基于标准恢复二极管的设计。）
17. 阻断二极管的峰值反向电压值应大于：1.5*Vmaxclamp
18. 阻断二极管的正向反复峰值电流额定值应大于IP ，如果数据手册中未提供该参数，则平均正向电流额定值应大于：0.5*IP
（注释：二极管的平均正向电流额定值可指定为较低值，它主要受热性能的约束。应在稳态工作期间及最低输入电压条件下测量阻断二极管的温度，以确定其额定值是否正确。散热性能、元件方位以及最终产品外壳都会影响到二极管的工作温度。）
您好，想问您一下，当 D ≥ DMAX 时是不是从断续模式，进入连续模式？谢谢 一般你设计时，是按最低输入电压情况下计算DMAX，也就是说，如果你是按DCM设计的，一般都是工作在DCM模式下的，但是，这些毕竟是理论数据，实际情况下还是可能会从DCM模式到CCM模式的，例如绕制变压器时，气隙的大小会影响电感量，如果初级电感量偏小了，最小电压时是有可能进入CCM模式的。 感量越大，才会进入ccM？
步骤5_确定反射的输出电压VOR以及钳位稳压管电压VCLO_实例
■首先根据
本例以效率作为优先考虑原则，选择确反射的输出电压VOR=110V.
■VCLO=1.5*VOR=110*1.5=165V
看了你上面关于RCD的参数计算，有点小晕，不知道大虾可能举个实例分别计算下RCD的参数选择，你上面只举了VCLO怎么计算的 您好，我测漏感时，按你说的，把别的线圈全部短接，但是我测量的这个线圈的漏感值一直在慢慢的下降是怎么回事？非常非常慢慢地下降，大概好几秒下降0.1uh。 测试漏感前先对测试仪器进行校准，具体校准方法参考测试仪器说明书，测试时，将变压器输出级短路，然后进行测试，测试结果一般可以控制在你初级电感量的1%～3%，应该测试出来是很稳定的，至多小数点最后几位有点波动而已您好：请问您为什么强调“需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。”
我有疑问了：1.频率跟漏感之间有什么关系？
2.我如果用信号发生器产生我需要的频率，是直接接在变压器的待测线圈两端吗（别的线圈短接）？但是这样怎么测量漏感呢？
你用的什么测试设备，用LCR测试就可以了呀，LCR本身就可以发出设置频率的激励源，然后测出目标值，不需要额外的信号发生器的。
至于频率，一般是以接近实际工作频率的值进行测试，例如你MOS工作在40k左右，那就用40k频率测量，也有人用1khz去测量，这个我问过做变压器的，他们也没有一个明确的说法，说两种测试方法都有，这个你可以了解确认一下
我用的是手持式的RLC测量表，跟手持式万用表差不多大的。我把频率调到10KHZ，测的的初级漏感为29uh，频率为1KHz时，测得的漏感为42.3uh。我的初级电感量为理论值2.007mh，实际值为2.029mh。 应该差不多吧，实际中再调试好了。 电感测试频率越高，测试出来的电感量越小，牵涉到计算，所以要调到接近工作频率，以那个频率测试出来的结果为依据 漏感测量一般用10K，1V 方法不同，测试出来的漏感有天壤之别！！！！！！！！！ 是的，一般建议使用接近实际工作开关频率的测试频率对漏感大小进行测量，由于有的变压器厂家测试漏感时一般都习惯性使用1KHZ测量，所以如果手头没有LCR测试仪，在打样变压器的时候最好和厂家确认清楚 我试过用不同频率测量漏感值还是有差别的，但是相差不大的，只要变压器绕制工艺合理，然后漏感值在可接受范围内就好了，测试的漏感值大小主要是为了理论计算初级RC吸收电路用，RC吸收参数的大小还是要根据实际吸收波形进行调整的 您好：可有计算与MOSFET并联的RCD参数计算 方面的公式、资料等？ 是与MOS管并联还是与变压器初级绕组并联？ 如果是与变压器初级绕组并联的RCD，可参考步骤5 您好，您在步骤5.1.（1）中说“VOR越高，DMAX越大，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输。”请问为什么“DMAX越大，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输？“您能解释下吗？
这里讲的有点太笼统的，其实还是应该有个条件限制的比较好
这个应该看MOS管开关频率fs以及所选的MOS管内阻大小RDS(ON),换句话说，也就是看MOS管导通损耗和开关损耗哪个占损耗的主导因素（有关MOS管损耗相关计算见步骤12中公式）：
1.开关损耗占主导：开关频fs率高且内阻RDS(ON)低时，开关损耗占大头那么VOR小点效率会高些;
2.导通损耗占主导：一般来说，对于100k以内的开关频率而且使用一般的MOS管，其导通损耗还是占大头，主题帖的实例也可以简单的看出来，就是说VOR大越高→占空比越大→初级电流有效值越低→MOS管导通损耗减小，效率就越高→效率一定的前提下，要求的输入能量就越低→要求的低压就越低→要求的输入电容就越小。
以上存属个人理解，欢迎一起讨论。
占空比越大→初级电流有效值越低 对这点有点疑问，首先峰值电流Ipk=Udcmin*Dmax/（Lp*Fs） 那么D的增大，Ipk则会增大，而初级Irms=Ipk*√Dmax/3 这有效值电流不是增大了？
Irms和Ipk、Dmax两个因素相关，而不能只看D的增大，Ipk则会增大，Irms就增大，这里想看Irms和Dmax的关系，最好的办法是在EXCEL里面通过增大和减小占空比来看Irms的变化，个人建议 请指教下，看看你的步骤以及验算。 受教了 好帖子，顶一下~~ RCD电阻PW怎么计算 这个在9楼的步骤5有详细说明，你先看一下，不清楚的话我们再一起探讨 你的计算公式是对的，所有要么是匝比给的是错的，要么反射电压选的太低了。后者的可能性更大。我在按PI公司的芯片资料（TOP266)做一个12v2.5A的稳压电源，资料原理图中输出二极管VD是用SB560的型号，即5A，放射电压60V，而资料中变压器匝比是58:6=9.6，根据公式VOR/VO+VD=9.6，即60/9.6=VO+VD=6.25，这个值比VO值12V小得太多，不理解，是否我理解错误，请指教,
样品是按照资料图纸一模一样做出来的，输出空载电压3V，就是没工作，就差了没炸片
你好，楼主，当输入电压的范围是300V～900V时，反射电压VOR建议选择多少V？请问您的问题解决了么，我现在再做一个462--564V的反激电源，请问我的Vor去多少合适呢？
楼主理解的太深刻了！学习了！！ 请问 如何确认第三点的 峰值初级电流IP呢？望指教！ 发现发帖时对数学公式的支持不是很好，所以很多有公式相关的地方我都是在自己的电脑上用WORD处理好后，然后采用截图的办法上传上来，不知道有什么好的办法。。。
看到这么好的帖子先顶一个！
您说的帖子中输入公式的问题记下啦，我们会看看有什么好的解决方法没有。
目前网上也有很多类似的资料，但个人觉得都不够基础，不够深入，不够追根溯源，所以总结了一下，虽然有部分资料也参考了网上的资源，但是都在自己理解的基础上加以了深入的剖析，个人觉得非常适合反击式开关电源设计的初学者以及为进一步深入学习的电源工程师做铺垫，后面还有很多设计过程，这几天有空慢慢整理，呵！输入公式要是能像WORD那样有个数学公式的组件就好了，再或者只要支持能从WORD里编辑好粘贴过来也行。现在的问题是WORD里编辑好的公式粘贴过来后会丢东西，比如根号什么的粘贴过来后就没有了，所以目前采用的傻办法，WORD里编辑好后用截图的方式粘贴过来的
好嘀，记下啦！
步骤6_对应相应的工作模式及电流波形设定电流波形参数KP：当KP≤1时，KP=KRP;当KP≥1时，KP=KDP
KP用以表征开关电源的工作模式(连续、非连续)。连续模式时KP小于1，非连续模式KP大于等于1. KP较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的IP和IRMS值较小，此时可选用较小功率的MOSFET，但高频变压器体积相对要大；反之，当选取的KP较大时，表示连续性较差，此时高频变压器体积相对较小，但需要较大功率的功率开关。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约是不连续模式的4倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET和高频变压器的损耗，提高电源效率，但工作环路稳定性不好控制，许多设计师宁可采用非连续状态（KP=1.0）设计，这样控制环路较容易稳定。对于KP的选取需要根据实际不断调整取最佳。
对于KP的选取，一般由最小值选起，即当电网入电压为100 VAC/115 VAC或者通用输入时，KP=0.4;当电网输入电压为230 VAC时，取KP=0.6，非连续模式设计当中，设定KP=1，KP值必须在表5所规定的范围之内。
下面从几个方面来讨论两种模式的优缺点。
(1)功率元器件的选择
在DCM模式下,初级电流和次级电流的大小是CCM模式下的两倍多,大的峰值电流需要电流应力比较高的MOSFET和二极管,这样势必会增加元器件的成本,因此如果从功率元器件的选择方面来进行比较的话,选择CCM模式会比DCM模式占优势。
(2)变压器体积。
从铁心窗口面积与截面积的乘积的比值可以看出,DCM模式下的反激式变压器要比CCM模式下的反激式变压器小很多。但是在实际应用中,由于DCM模式下的磁密变化幅度比CCM模式下的要大,如图3所示,所以其铁心的铁损也更大。因此在上面铁心窗口面积与截面积的乘积公式的计算时,对于DCM模式,最大磁密Bm的取值必须要更小一些。实际的DCM模式下的变压器会比CCM模式下的小,但是没有理论公式计算的那么小。
(3) 输出滤波器LC的大小。
DCM模式有较大的次级峰值电流,开关管关断时刻,所有的次级大电流流入电容C,假设其等效串联电阻为Resr,这将产生窄而高的输出电压尖峰Ip(Np/Ns)Resr。而通常来说,电源是以有效值或峰-峰基值来规定输出电压纹波要求的,尖峰的宽度通常小于0.5Ls(随时间常数Resr不同而不同),因此这样的高尖峰的有效值很小。当选用大容量输出滤波电容时,电流很容易满足有效值纹波要求,但电源会输出危害很大的尖峰电压。因此,通常要在反激式变换器后面加小型的LC滤波器。因为在DCM模式下有较高的尖峰电压,所以需要LC值较大的滤波器以达到满足纹波要求的目的。DCM模式较大容量的LC滤波器需要占用较大的体积,这在一定程度上缩小了反激式开关电源工作在DCM模式和CCM模式下体积大小的差距
(4) 从其它方面来分析。
除了可以从上面的因素来分析两种模式对开关电源的影响之外,还可以从损耗以及EMI等方面来分析。譬如,由于DCM模式下初级和次级电流都比较大,同等条件下的损耗会相应的增大,以至于降低开关电源的效率。
步骤6_对应相应的工作模式及电流波形设定电流波形参数KP：当KP≤1时，KP=KRP;当KP≥1时，KP=KDP_实例
KP用以表征开关电源的工作模式(连续、非连续)。连续模式时KP小于1，非连续模式KP大于等于1.。KP较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的IP和IRMS值较小，此时可选用较小功率的MOSFET，但高频变压器体积相对要大；反之，当选取的KP较大时，表示连续性较差，此时高频变压器体积相对较小，但需要较大功率的功率开关。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约是不连续模式的4倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET和高频变压器的损耗，提高电源效率，但工作环路稳定性不好控制，许多设计师宁可采用非连续状态（KP=1.0）设计，这样控制环路较容易稳定。本例以DCM模式为例，选择KP=1；
尖峰的宽度通常小于0.5Ls(随时间常数Resr不同而不同) LS是什么，请问 这里应该是小于经验值0.5us，可能是输入时的笔误，不好意思。 ”连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的IP和IRMS值较小”。其中，初级的有效值电流怎么会较小呢？能不能具体解释一下。谢谢！！！！ 根据KP定义来看，对于DCM来说，初级纹波电流等于峰值电流，则KP=1啊。那你求KP的公式是怎么来的？谢谢！！！步骤7_根据VMIN和VOR确定DMAX
步骤7_根据VMIN和VOR确定DMAX_实例
首先根据步骤3确定了VMIN=256V,根据步骤5确定了VOR=110V，根据步骤6确定了工作模式为DCM模式，即KP=1，
VDS指的是MOS管导通时的DS压降，以TOP246Y为例，取VDS=13V,则
DMAX= VOR/【(VMIN-VDS)+VOR】= 110/【（256-13）+110】= 31.2% < 50% ,设计合理
我按照宽电压范围（85-264）算出来的值>50%。Dmax=VOR/【(VMIN-VDS)+VOR】= 110/【（90.3-13）+110】=59。是不是哪里选装错了 根据PI资料《反激式开关电源设计方法》里面的公式，如图，你这的截图公式好像和我截图的不一样。不知哪个是对的？
也是看醉了人哈哈
其实连续模式和非连续模式的公式是一样的，只不过非连续模式的时候Kp>=1，一般取Kp=1，所以就有了非连续模式的公式由来，个人感觉你的这个计算公式好像反了。。。。我也求真相了。。。。
根据前面伏秒积定律（Vmi-Vds）*Ton=Vor*Toff 推到Dmax=Vor/((Vmin-Vds)+Vor)当Vor越大，DMAX越大漏感越多效率越低，但CCM效率大于DCM，所以如果KP在CCM的公式中且为分母，而且Kp<=1，所以DMAX增大，与上面所述不符，所以Kp应该在DCM公式中。不知对不对，请指教。
步骤8_计算初级峰值电流IP、输入平均电流IAVG和初级RMS电流IRMS
步骤8_计算初级峰值电流IP、输入平均电流IAVG和初级RMS电流IRMS_实例
■首先由公式IAVG = PO /(η*VMIN)得 ,其中PO = 32V * 1.9A =60.8W，η = 80%，VMIN由步骤3求得等于256V，则
输入平均电流IAVG = PO /(η*VMIN) = 60.8 /(0.8*256) ≈ 0.3A
■其次根据步骤6确定了工作模式为DCM模式，即KP=1。则
初级峰值电流IP = 2 * IAVG / DMAX = 2 * 0.3 / 0.312 = 1.92A
初级RMS电流IRMS =SQRT( DMAX * IP*IP/3 ) = SQRT(0.312 * 1.92 *1.92 /3) ≈ 0.62A
初级电流有效值根据你的公式，计算结果推导的正确吗？简单的积分计算
步骤9_基于AC输入电压，VO、PO以及效率选定MOS管芯片
9.1 AC输入电压。AC输入电压主要影响的是MOS芯片的BVDSS耐压，由于MOS芯片控制的是AC输入电压经过整流后输入到变压器初级绕组的直流电压大小，从而达到控制变压器储存能量到传递能量的过程。理想情况下BVDSS的大小只要大于输入直流电压大小VMAX+反射电压VOR就可以了，但是实际应用中国，由于变压器初级绕组漏感的存在，电路寄生参数的影响，再加上期间本身误差及工作条件的限制，所以需要综合考虑输入电压的大小，主要参考原则：
以上是以交流AC220V输入条件为例，其他输入电压大小可以基于此原则。
9.2VO、PO以及效率
VO、PO以及效率主要影响的是MOS芯片的ID电流大小以及MOS芯片工作时功耗散热的能力，虽然MOS芯片的散热可以通过增加散热片的方式进行补偿，但是散热片的体积和大小也是影响开关电源整体设计的一个主要方面，散热片上太大的功耗会产生太大的温升，这是开关电源设计的时候所不允许的，另一方面，太大的散热片也会产生太大的体积，实际情况并不适用，这种情况一般通过在满足ID电流的基础上尽量选择更小RDS的MOS芯片，以满足MOS芯片散热方面一定的裕量。至于散热片的尺寸大小，在选定了MOS芯片之后，芯片的规格书上一般都会有推荐的体积大小，后续的章节也有关于散热片方面的详细介绍。
步骤9_基于AC输入电压，VO、PO以及效率选定MOS管芯片_实例
本例选择PI 公司的 TOP246Y MOS管芯片进行设计，选择参数验证：
■首先基于AC输入电压来确定MOS管芯片的BVDSS耐压要求。由步骤3可知，VMAX = 375V，按照下面的选择原则
可得，所选MOS管芯片的BVDSS电压至少应大于647V，预留53V的设计裕量，BVDSS >= 700V ，查阅TOP246Y芯片手册可知，
满足设计需求。
■基于VO、PO以及效率
根据设计需求，PO = VO *IO = 32 *1.9 = 60.8W，预留一定的设计裕量，查阅TOP246Y芯片手册中输出功率表可知，
输入电压230VAC±15%，即（AC195V~AC265V）情况下，开放式电源设计时，TOP246Y输出功率可达125W，完全满足60W输出功率的需求
综上，选择TOP246Y MOS管芯片可满足设计需求
当然，选择MOS管芯片时，还应考虑空载功耗需求，最大占空比，输入保护功能等其他因素 反射电压VOR是次级电压经变压器反射到初级线圈的电压吧？反激式变换器的次级相当于恒流源，次级线圈的电压不是由负载决定的吗？这个VOR为何是自己选定的？求指教 开环下，输出电压由负载定，但正常的电路中基本都是闭环的，比如需要一个12V的输出电压，那么反馈会将其稳定在12V，然后通过匝比，反射到初级就成了Vor
步骤10_设定外部限流点，通过MOS芯片的降低因数KI降低MOS芯片的ILIMIT
这里主要分为两种情况：
10.1 MOS芯片没有外部限流点设置，这种情况一般选择比实际需求更大的MOS管芯片，以满足ID留有一定的裕量；
10.2 MOS管芯片有外部限流点设置时，如果应用要求有很高的效率，可以使用比实际所需更大的MOS管芯片，在外部将芯片限流点IL I M I T 降低，从而可以利用其较低的RDS(ON)来提高效率。
ILIMIT(MIN) =缺省ILIMIT(MIN）*KI
ILIMIT(MAX)=缺省ILIMIT(MAX）*KI
您好，又打扰您了，请问您里面的“ILIMIT(MIN) =缺省ILIMIT(MIN）*KI
ILIMIT(MAX)=缺省ILIMIT(MAX）*KI
”中,缺省ILIMIT(MIN)是啥意思？
以PI公司的TOP246Y芯片为例：
规格书中有一项指标ILIMIT，即自保护流限大小，当输入电流大于ILIMIT时，MOS管芯片自动重启复位动作以自我保护。这个ILIMIT也可以通过外部电流RIL调节其大小。
帖子中说的缺省ILIMIT就是这个没有接外界流限电阻RIL时的ILIMIT大小，而KI就是通过外部流限电阻设置的流限比例。
举个例子，
TOP246Y，缺省的ILIMIT=2.7A（25度时的典型值），这个值也可以通过外部流限电阻RIL改变其大小，查看DATASHEET可知，当外接15K流限电阻时，KI=0.6，ILIMIT大小=2.7*0.6=1.62A了，此时，当输入电流大于1.62A时，芯片自动重启复位动作以自我保护了，这样做的目的是相当于降低了MOS管芯片的RDS大小。为了预留一定的设计裕量，一般设计要求输入峰值电流IP<0.9*ILIMIT，以防止正常工作时芯片自动重启。
如果要让低电压输入和高电压输入都有相同的保护功率比如24V,1.5a;低电压85，高电压265。那么限流点就应该随着电压升高而降低。那么就要串联两个电阻分压。那么请问这两个电阻值如何设置，是否有公式计算.还是需要手动进行调整测试？步骤10_设定外部限流点降低的ILIMIT降低因数KI_实例
本例不使用外部限流点，即取KI=1
步骤11_通过IP和ILIMIT的比较验证MOS芯片选择的正确性
当KI= 1.0，应满足IP ≤ 0.96 x ILIMIT(min)。
当KI< 1.0，应满足IP ≤ 0.94 x ILIMIT(min)。
一般选择IP满足 IP ≤ 0.9 * ILIMIT(min)，这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠性工作范围而留有余量。
• 如有必要选择更大型号的MOS管芯片。
步骤11_通过IP和ILIMIT的比较验证MOS芯片选择的正确性_实例
由步骤10确定了KI=1，步骤8可知IP =1.92A，根据TOP246Y规格书可知ILIMIT(min)=2.511A，则有
IP = 1.92A ，
0.9 *ILIMIT(min) = 0.9 *2.511 = 2.2599A，满足
IP ≤ 0.9 * ILIMIT(min)，
综上，该MOS管芯片选择正确
我在抓取Ip時，遇到單個週期前端的有的尖刺很高，這時我應該看哪個點的最大電流值呢？能辦忙解釋下爲什麽嗎？
非常感謝！
是看后面的峰值电流，前面的尖峰值是MOS管开通时刻的尖峰电流值步骤12_计算功率开关管热阻选择散热片验证MOS芯片选择的正确性
其中，TJ表示芯片的允许结温，TA表示工作环境温度，RJA表示允许的总热阻。
RJA = RJC + RCS + RSA
RJA的大小与管芯的尺寸封装结构有关，一般可以从器件的数据资料中找到。RCS的大小与安装技术和器件的封装有关，对于TO220封装，一般用2左右，
RSA为合适的散热片热阻。如果散热片尺寸比较大或无法实现，那么应当选用更大功率的MOS管芯片以提高结点温度，如果有必要减少功耗，可用较大的
MOS管芯片来检验热温升限制。
步骤12_计算功率开关管热阻选择散热片验证MOS芯片选择的正确性_实例
已知条件：
■设工作环境温度TA=85度。
■查阅TOP246芯片手册可知，RDS(ON)=5Ω，CXT=10PF,RJC=2°C/W,TJ=150度（为了设计裕量，取TJ=125度）
■由之前的设计步骤可知：IRMS=0.62A，VMAX=375V,VOR=110；
■对于TO220封装，本例RCS取0.2°C/W；
则有：
PIR = IRMS*IRMS*RDS(ON) = 1.89W，
PCXT=0.16W,
PD=PIR +PCXT =2.05W，考虑到设计裕量，取PD = 2.05 + 0.4 =2.45W
可得，
RJA =( TJ -TA )/PD=(125 - 85)/2.45 =16.37°C/W，
RSA=RJA-RJC-RCS=16.37-2-0.2=14.17°C/W，即需要外加的散热片的热阻应小于14.17°C/W即可满足设计要求。
CXT是指的是MOS管GD间的寄生电容吗？
步骤13_计算初级电感量LP
幸亏没错过，巴萨8:0，太精彩了，梅西，加油！
8:0 场面好血腥 完虐啊~ 那张比赛太经典了，只是内马尔整场有点可怜，最后就收货了一个点球，呵呵 楼层有点难找怎么办？ 找什么楼层？ 想要从头看下来，可是有点乱不能按顺序来
看完球接着写哈，精彩不断。
必须的，继续更新中~
哈哈哈简直直播
步骤13_计算初级电感量LP_实例
已知条件：
■PO=60.8W, IP=1.92A, fs=132KHZ, Z=0.5,η=80%, KP=1，
带入公式：
则有：
LP = 285UH
楼主，代进去不等于285.。。。 公式是不是越简单一点就越好？ 我觉得主要不在于公式简单和复杂，最主要的还是要弄懂公式是怎么来的，为什么要考虑公式中的这些因素，呵呵！
步骤14_选择磁芯和骨架，再从磁芯和骨架的数据手册中得到Ae，le，AL，和BW的参考值
磁芯是制造高频变压器的重要组成，设计时合理、正确地选择磁芯材料、参数、结构，对变压器的使用性能和可靠性，将产生至关重要的影响。高频变压器磁芯只工作在磁滞回线的第一象限。在开关管导通时只储存能量，而在截止时向负载传递能量。因为开关频率为 100 kHz，属于比较高的类型，所以选择材料时选择在此频率下效率较高的铁氧体。
方法一：依据功率估算公式选择适合的磁芯
小型化开关电源可选低成本的EE或EI型（二者截面积相同）磁芯；多路输出宜采用EFD型磁芯，因为能提供较大的窗口以便容纳多个次级绕组；大功率开关电源适配EFD型（圆中心柱）磁芯；一般不用环形、POT、RM磁芯，因为泄露磁场较大。
选定磁芯后，查出磁芯以下参数，用于下面的计算：
磁芯有效截面积SJ，即有效磁通面积；
磁芯的有效磁路长度L；
磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL；
骨架宽度b；
方法二：基于AP法选择磁芯
AP表示磁心有效截面积与窗口面积的乘积。计算公式为
AP= Aw*Ae (1)
式中，AP的单位是cm4；Aw为磁心可绕导线的窗口面积(cm2)；Ae为磁心有效截面(cm2),
Ae≈SJ=CD，SJ为磁芯几何尺寸的截面积，C为舌宽，D为磁芯厚度。根据计算出的AP值，
即可查表找出所需磁芯型号。下面介绍将AP法用于开关电源高频变压器设计时的公式推导
及验证方法。
1高频变压器电路的波形参数分析
开关电源的电压及电流波形比较复杂，既有输入正弦波、半波或全波整流波，又有矩形波
(PWM波形)、锯齿波(不连续电流模式的一次侧电 流波形)、梯形波(连续电流模式的一次侧
电流波 形)等。高频变压器电路中有3个波形参数：波形系数(K )，波形因数( )，波峰因数( )。
因方波和梯形波的平均值为零，故改用电压均绝值|U|来代替。对于矩形波，t表示脉冲
宽度，丁表示周期，占空比D=t／T。
步骤14_选择磁芯和骨架，再从磁芯和骨架的数据手册中得到Ae，le，AL，和BW的参考值_实例
已知条件：
η=80%，PO=60.8W，DMAX=0.312，f=132KHZ，KP=1，取KW=0.35，BM=0.21T, J=400A/cm2，则
■由公式
可得AP=0.4781cm4
■由公式
可得Ae=116.93mm2
综上，可选择PQ26/25磁芯，AP=0.9971cm4 >0.4781cm4，Ae=118.00mm2 >116.93mm2，满足设计需求。
从PQ26/25的数据手册中得到
AP=0.9971cm4，Ae=118.00mm2，Aw=84.50mm2，AL=5250.00 nH/N2，Le=55.50mm，Ve=6530.00mm3，PT=195W
1CM2=10000MM2啊，还是我弄错了？
我算出来SJ=1.7CM2左右，怎么回事？
我又重新算了一下，还是我之前算出来的计算结果，没有错呀
顺便，1CM2应该是等于100MM2吧。。。。
看错了 真是脑残了，谢谢 这几天在整理计算公式时发现，用功率估算法选择磁芯误差比较大，只能作为一个辅助的参考。建议选择磁芯时用AP法和功率查表法进行综合选择。楼主：你好
Kf=4Kf是怎么推出来的？？？
谢谢
28楼波形因素和波形系数一节有正弦波的Kf=4Kf情况分析，你看一下，其他波形用傅里叶技术展开用同样的原理去分析就好了。 那个一次侧电流波形系数
怎么跟那个1.155D不一样
你好，以下公式是错的吧？
因为 Φ=B·S·cosθ 求指导。谢谢！！！
步骤15_根据初级电感量大小以及磁芯参数计算初级绕组圈数NP
L = 磁链 / 电流 = （匝数 * 面积 * 磁通密度）/ 电流，做如下变形：
计算初级绕组圈数NP
步骤15_根据初级电感量大小以及磁芯参数计算初级绕组圈数NP_实例
已经条件：
■由步骤13可知初级电感量LP=285UH，
■由步骤8可知初级峰值电流IP=1.92A，
■由步骤14可知所选磁芯PQ26/25的Ae=118.00mm2，
■磁芯材料，考虑成本因素，选择常用的PC40材质，由PC40的材料参数特性可知，BS=0.39T,BR=0.06T，则BAC=BS-BR=0.33T，为防止工作过程中磁芯的瞬间出现饱和，预留一定裕量，取BM=0.6BAC=0.198T,取0.2T
根据公式NP=(LP*IP)/(BM*Ae)可得，
初级绕组圈数NP=LP*IP/BM*Ae=(285UH*1.92A)/(0.2T*118MM2)= 23.2，取NP=24
请教大神哈，这个BM是不是通常取值为0.1-0.2之间啊？不能超出这个范围么？
我一般选取BM时按照所选磁芯材料的BS,BR来选取，例如，
常用的PC40材质，由PC40的材料参数特性可知，BS=0.39T,BR=0.06T，则BAC=BS-BR=0.33T，为防止工作过程中磁芯的瞬间出现饱和，预留一定裕量，取BM=0.6BAC=0.198T,取0.2T
工程上BM一般取经验值0.2~0.3T就可以了。
BM取得太大，磁芯容易饱和，BM取得太小，变压器不是最佳设计。
关于步骤15中的初级绕组匝数计算公式，修正一下，个人觉得用下面两个应该更合理：
公式1和2主要的差别在于分母中BM的取值大小，共同点是为防止工作过程中磁芯的瞬间出现饱和，都增加了一个裕量系数，预留一定裕量。
至于两个公式为什么可以近视使用，个人觉得主要是因为通过开气隙后，磁芯的的剩余磁通密度BR可以减到很小，这样一来，两个公式的分母就近视相等了，工程中建议使用第一个公式。
请教下对于连续模式，公式中Ip是图中的Ip2还是Ip2-Ip1呢？
不好意思，这段时间比较忙，对于连续模式，公式中Ip应该是图中的Ip2-Ip1。
步骤16_计算次级绕组圈数NS以及偏置绕组圈数NB
步骤16_计算次级绕组圈数NS以及偏置绕组圈数NB_实例
已知条件：
初级绕组匝数NP=23圈，输出反射电压VOR=110V，输出电压VO=32V，输出整流二极管正向压降VD=0.7V，偏置绕组整流二极管正向压降VDB=0.7V，偏置绕组输出电压VB=13.5V
可得，
次级绕组圈数NS=[NP*(VO+VD)/VOR]=[23*(32+0.7)/110]=6.84圈，取NS=7圈；
偏置绕组圈数NB=NS*(VB+VDB)/(VO+VD)=7*(13.5+0.7)/(32+0.7)=3.04圈，取NB=3圈；
多出来的或减少的圈数怎么取舍的？？
四舍五入步骤17_确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG
步骤17_确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG_实例
●以毫米为单位的初级绕组用线的外径。
其中L为初级绕组的层数；
BW为以毫米为单位的骨架宽度；
M为以毫米为单位的安全边距宽度；
●确定初级绕组用线的裸线导体直径DIA以及初级用线AWG规格。
■首先计算初级绕组用线的裸线导体直径DIA前，有必要先了解一下：
导线上电流的趋肤效应：当电流在导体上流动时，由于电流产生的电磁场力对电荷的推斥作用，电荷将趋向于在导体的表层流动；这种现象称之为电流的趋肤效应。电流的趋肤效应和电流的频率有关，电流频率越高，电荷就越向导体表层集中；电荷在导体表层下集聚的深度，称为趋肤深度。一般情况下，可以用下式大概计算电流在圆导线中的趋肤深度：
导线选择原则：在选用开关电源变压器初、次级绕组线径时，应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则。当导线要求的线径大于由穿透深度决定的最大有效直径时，应采用小直径的导线并绕或采用多股导线。大电流绕组最好能采用宽而薄的扁铜带，铜带厚度应小于穿透深度的两倍。采用n股导线时，每股导线的直径按下式计算：dn = d/SQRT(n)。
■确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG的值
已知条件：
开关频率FS=132kHZ，初级绕组IRMS=0.62A，初级绕组电流密度取CMA=400mil/A，
由PQ26/25磁芯介绍可知幅宽BW=13.6mm，安全边距M取3mm，则由公式
可得，初级绕组单股导线的裸直径
由于DIA =0.4mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不满足导线直径小于两倍穿透深度的原则，应采用小直径的导线并绕或采用多股导线。设初级绕组股数为2股，则
dn = d/SQRT(n) = 0.4/SQRT(2) = 0.283mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm,可得，
初级绕组采用单股导线裸直径DIA =0.283mm的2股导线并绕。
根据初级绕组用线的裸线导体直径DIA大小确定初级用线AWG规格，AWG规格确定后，初级绕组用线的外径即可确定，再由公式
可得初级绕组的层数。
您好，关于这一步线径的选用我有一些疑问，从您的计算中可以得知，受集肤效应的影响，要用两根导线并绕，然后算出了两股并绕时所需的线径，但是这个线径不是AWG标准里的啊，在选线的时候应该选一个AWG有的标准线号吧？另外还要考虑所选导线的过电流能力是否满足要求吧？
这里我是这样想的，算出了两股并绕时所需的导线线径后，在AWG标准线缆里找到最为接近的一个规格，然后再反向验证一下即可；另外实际时肯定需要考虑导线的过电流能力，一般工程上用电流密度指标来反映，记得不太清楚了，一般理论实际的时候建议按200~500mil/A的理论值去计算，最后可根据实际情况增大或减小
想请问下66.1除以132的开方=5.75，这里怎么=0.182了？不解
这里是132khz,计算时应该取132000 你好 这里OD与L的确定我有点看不懂，OD是怎么确认的呢步骤18_步骤23-检查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通过改变L、NP或NS或磁芯/骨架的方法对其进行迭代，直到满足规定的范围
怎么18部一下跳到24步了，中间的哪里去了？
步骤18~步骤23是一系列的迭代过程，就一起放在了34楼 您好：可否发一份骨架方面的资料啊？附件是TDK磁性材料与骨架经典资料，看看是否对你有所帮助~
TDK磁性材料与骨架经典资料.pdf
您好！您的这个文档里好多公式显示不了，您看一下。您可以转化为PDF形式步骤18_步骤23-检查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通过改变L、NP或NS或磁芯/骨架的方法对其进行迭代，直到满足规定的范围_实例
●设定安全边距M。如果使用安全边距的变压器结构则取值为3mm；如果次级使用三层绝缘线则取值为零；
●最大磁通密度验证：
已知条件：LP=285UH，IP=1.92A，NP=24，Ae=118.00mm2=1.18cm2
BM=100*Lp*Ip/（NP*Ae）=100*285*1.92/（24*1.18）= 1932GS ≈ 2000GS，满足3000≥BM≥2000；
●气隙长度验证：
已知条件：Ae=118.00mm2=1.18cm2，NP=24，LP=285UH，AL=5250.00 nH/N2
Lg=40*π*Ae*[NP2/（1000*LP）-1/AL]=40*3.14*1.18*[24*24/(1000*285)-1/5250]=0.27mm，满足0.1≤Lg≤2；
●初级绕组电流密度验证：
已知条件：DIA=0.4mm，IRMS=0.62A，则
CMA={[1.27*DIA*DIA*(π/4)]/IRMS}*(1000/25.4)*(1000/25.4)={[1.27*0.4*0.4*(π/4)]/0.62}*(1000/25.4)*(1000/25.4)=398.7mil/A，
满足500≥CMA≥200。
综上，BM、CMA以及Lg设计合理。
终于快完成大半工作了。。。开贴时真没想到会有这么多东西要写
寫得太精彩了。 接下来准备写点有关测量方面的相关注意事项，先整理一下思路，等下接着写 由于手头上没有电流探头，所以后续的一些测量注意事项都是基于电压、效率或温度方面的测量注意事项一、MOSFET开关管漏极电压的测量
注意事项：
1.测量MOSFET 上的开关电压时，需要使用一个电压达100 倍的探针，额定电压至少为1000 V 。用于查看漏极电压波形的示波器与探针的带宽都应为100 MHz 或更大；
2.在将探针连接到电路之前，需要先对示波器的探针进行调节补偿，这样才可以获得较为准确的测量结果；
3.测量之前，建议使用一个经过校准的数字万用表和示波器来测量固定直流电压，用来检验示波器自身的校准度；
测量：
1.测试时，将示波器的数字化采样率设置为尽可能高的非重复值。此外，将示波器和输入通道设置到最大带宽，然后关断示波器提供的所有额外滤波。这些步骤将确保获得尽可能高的准确度 ；
2.当峰值电压的绝对值非常重要时,可以将示波器探棒替换为纹波探针，以便获得最佳测量结果。这样可以减小探针接地线的环路面积，降低噪声干扰；
二、测量整流桥输出电压
测量整流桥输出电压时，有一点特别注意：
由于常用示波器探头的地是和示波器电源供电端三相插座的地是连通的，这样一来就不能直接用示波器探头测量整流桥输出电压信号，否则会出现交流输入火线和大地短接的跳闸现象。
解决措施：
1.示波器供电采用隔离变压器供电；
2.将示波器供电插座上的接地脚去掉不和外部大地连接，但是个人不推荐这样做，因为示波器的探针负极通常是和示波器表壳连接在一起的，这样测量时，如果触摸到示波器表壳上和探针负极相连的五金部分时，可能会出现触电现象。
三、测量电源效率的测量方法
电源效率的测量主要有两种方法：
1.瓦特表+万用表测量（精确测量）
其中瓦特表用来测量输入有功功率，主要利用的是瓦特表能自动校正功率因数的优点从而达到准确测量输入功率的目的，万用表用来测量输出电压和电路，建议用一个高精度万用表来测量输出到负载的电流，用一个标准万用表来测量电源的输出电压。
2.万用表测量+整流桥前级损耗估算（粗略测量）
由于交流系统中电压与电流之间存在相位角，因此不能简单地将RMS输入电压与RMS输入电流相乘来计算输入功率。只有电源消耗的有功功率才是必须考虑的，而返回到电源的无功功率Q则不应考虑进来。使用万用表测量输入功率时，可以在二极管整流器级将交流电转换为直流电之后来测量输入功率，从而避开功率因数的影响。为提高测量准确性，必须将直流总线级之前的元件中的损耗计算在内。二极管整流桥通常是输入级中损耗最大的元件，因为在最差情况下每个二极管中的压降可达到1.1伏，对于阻抗或压降非常大且可测量的其它元件，使用这种方法也可以计算出其损耗大小。当然如果想提高测量的准确度，还应将其他输入级元件，如浪涌限制器、共模扼流圈和数字万用表的电流检测元件的损耗包括在内。要计算这些损耗，需要测量各元件在正常工作情况下的压降，然后用该压降值乘以测得的输入电流。将这些损耗计算在内，将会增大总输入功率并降低计算得出的效率。
一般情况下建议用（瓦特表+万用表测量）的方法进行测量，（万用表测量+整流桥前级损耗估算）的方法只适用于手头上没有瓦特表，需要简单粗略了解电源效率的场合
四、主要功率元件温升的测量
温升的测量主要包括MOS开关管、变压器、输出整流二极管和输出电容等关键功率元件表面温升的测量，常用的测量仪器有红外测温仪和热电偶测量仪。
这两种测量仪器各有各的优缺点：
红外测温仪利用的红外测温的原理，对测试元件的材料、表面积的平整度、表面积的颜色等有着一定的要求，但是优点是测量起来比较方便，直接手持操作就可以了；
热电偶测量仪利用的是热电偶测温原理，利用两种金属在接点处在不同温度时会呈现出不动的电动势,我们就可根据这很微小的产生的不同的电动势知它们这时的温度，并把温度信号转换成热电动势信号，通过电气仪表（二次仪表）转换成被测介质的温度。在温度测量中，热电偶的应用极为广泛，它具有结构简单、制造方便、测量范围广、精度高、惯性小和输出信号便于远传等许多优点。缺点是在生产中由于被测对象不同，环境条件不同，测量要求不同，和热电阻的安装方法及采取的措施也不同，需要考虑的问题比较多。
个人建议调试时采用红外测温仪测量，生产老化测试时用热电偶进行测量；
无论是用红外测温仪还是热电偶测量仪，有一点需要注意，除了常温下进行温升的测量外，在产品需求的最该环境温度条件下也应该进行温升的测量，以确保最高环境温度条件下产品的可靠性
五、输出纹波测试注意事项
注意事项：
(1). 测试前先将待测输出并联SPEC. 规定的滤波电容, (通常为10uF/47uF电解电容；或钽电容及0.1uF陶瓷电容) 频宽限制依据SPEC. 而定(通常为20MHz)；
(2). 全输入电压范围及各种输出负载；
(3). 应避免示波器探头本身干扰所产生的杂波信号，带宽设为20MHz，地线要去掉，采用探头上地直接靠的方法，如下图所示；
(4）取所有测试值中最大值作为输出纹波电压大小；
一、实例功率因素、效率和能效测试结果
测试数据 ：
测试结果：
1#:
功率因数：满载条件下0.615 ∈（0.5~0.7）；
效率：在额定负载及1/4，2/4，3/4的额定负载时 Eff (﹪) > 80；
能效：Average Eff = (88.6+87.7+87.3+81.5)/4 = 86.28 > 85；
空载输入功率：P空载=（ 0.7~0.8）W < 1W;
2#:
功率因数：满载条件下 0.614∈（0.5~0.7）；
效率：在额定负载及1/4，2/4，3/4的额定负载时 Eff (﹪) > 80；
能效：Average Eff = (87.8+87.8+87.1+82.7) /4= 86.35 > 85；
空载输入功率：P空载=（ 0.7~0.8）W < 1W;
二、实例输出纹波测试结果
测试数据VRipple及最大幅值的波形。
测试结果：
1#: 最大VRipple= 312mV < 31.8*1%=318mV ;
2#: 最大VRipple= 316 mV < 31.8*1%=318mV ;
三、实例输出电压上升/下降时间测试结果
测试数据及波形
测试结果：
1#: Rise Time(空载/满载) < 20ms;Fall Time(满载) > 10ms;
2#: Rise Time(空载/满载) < 20ms;Fall Time(满载) > 10ms;
四、实例输出过冲幅度测试结果
测试数据及波形
测试结果：
1#，2#最大输出过冲幅度为1.62V < 31.8*10%=3.18V
五、实例MOS开关管漏极、栅极工作波形测试结果
测试数据及波形
①常温条件下最大输入电压、最大负载条件下漏极波形的最大电压555V，如图示：
②正常工作+断电情况下栅极电路工作波形，如图示：
六、实例输出过流保护测试结果
将电源输出负载设定在1.9A，负载以一定的斜率递增，加大输出电流直至电源保护，记录当时电子负载仪中的电流值，电源保护后，将所加大电流同步递减，视其输出是否自动恢复。
测试数据及波形：
测试结果：
1#：IOCP(A) = 3.4A < 1.9*2=3.8A，过流后，电源每隔1秒自动重启动，且电流减小后，输出自动回复；
2#：IOCP(A) = 3.45A < 1.9*2 =3.8A，过流后，电源每隔1秒自动重启动，且电流减小后，输出自动回复；
七、实例输出短路保护测试结果
各组输出相互短路，侦测输出特性，记录功率表中的输入功率；开机后短路，短路后开机各十次；当短路设置解除后，检测产品是否自动重新启动，元器件是否与损毁。
测试数据及波形：
1# 2#波形基本类似：
测试结果：
1#、2#输出相互短路后，电源每隔1秒自动重启动，直到短路设置解除后，电源自动重新启动正常输出
楼主能不能上个电流波形啊！~~~
请教楼主，初级电流波形用示波器如何去测的啊？只有示波器电压探头，没有电流钳的情况下。
暂时手头上也没有电流探头，初级电流相关的暂时都只是进行了简单的测试。
在没有电流探头的情况下，我是在MOS管S级和地之间增加了一个采样电阻，通过测试采样电阻上的电压来间接评估初级电流的，由于增加的采样电阻不能太大，所以测试起来很容易受到初级信号的干扰，但是还是可以简单的反应初级电流的波形的。
第二个波形是什么意思呢？看不太明白。 这些波形基本上符合TOP247规格书中的图表数据，你可以对照下规格书看应该就清楚了 楼主，你示波器是怎么接的？我示波器探头地和电路的地一接就跳闸(我电路的地和整流电压N极接一块的)六、输出电压上升/下降时间测试注意事项
1. 输入电压全范围，电源输出各种负载。
2. 将数字示波器设置到正常捕获状态。SLOPE 设置为为上升沿触发 。
3. 然后开启电源，开启瞬间，示波器即会捕捉到一输出信号，在输入电压全范围，电源输出各种负载条件下多次开启电源（每种条件下开启不少于三次），测量输出电压上升时间（即从稳态电压的10%上升到90%时所需时间）。
4. 当电源在工作时 ，将数字示波器设置到正常捕获状态，SLOPE 设置为为下降沿触发 。关闭电源，示波器即会捕捉到输出电压下降信号，同样在输入电压全范围，电源输出各种负载条件下多关闭几次电源，测量输出电压跌落时间（即从稳态电压的90%下降到10%时所需时间）。
5. 当输出负载是空载时，建议增加一个假负载放在边上，待测试完成后，用假负载给电源放下电，因为空载时，电源放电速度很慢，需要等待一段时间才能进行第二次测试，用假负载放电的话可以增加测试的效率
这是要做实测报告的架势了呀， 实战证明一切八、实例负载调整率测试结果
连接好测试电路，输入电压为额定值，负载电流为额定值的一半，测出输出电压整定值UO，输入电压为额定值，负载电流在额定值（满载）与最小值（小载）之间变化，测试出电源稳定输出电压的最大值或最小值U。则负载调整率计算公式如下：
负载调整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100%
测试数据（MAX︱U-U0︱）（V）：
测试结果：
1#：负载调整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100% = 0.04/31.88 *100% = ±0.13% ∈±0.2%；
2#：负载调整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100% = 0.04/31.83 *100% = ±0.13% ∈±0.2%；
老师你好，我想请问一下你说的：“测试前先将待测输出并联SPEC. 规定的滤波电容,”是什么意思？ 新生么~ 这里应该是specification，主要指的是产品的技术规格，参数，技术规范之类的 请问下 SPEC是什么？
太精彩了
楼主平时收集资料用什么软件,MATHCAD? ONENOTE?
习惯了用ONE NOTE，做项目和资料管理挺不错的！呵呵 刚毕业工作三个月现在，一路看下来有很多东西需要慢慢记慢慢学啊，辛苦你了 您好，我觉得您此步进入了循环计算：您在步骤17中计算出
后来您说“由于DIA =0.4mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不满足导线直径小于两倍穿透深度的原则，应采用小直径的导线并绕或采用多股导线。设初级绕组股数为2股，则dn = d/SQRT(n) = 0.4/SQRT(2) = 0.283mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm,可得，
初级绕组采用单股导线裸直径DIA =0.283mm的2股导线并绕。”
但是您在167贴中：CMA={[1.27*DIA*DIA*(π/4)]/IRMS}*(1000/25.4)*(1000/25.4)={[1.27*0.4*0.4*(π/4)]/0.62}*(1000/25.4)*(1000/25.4)=398.7mil/A，
满足500≥CMA≥200。
我觉得您此处的DIA应该为0.283mm，或者是0.566mm，而不是等于0.4mm。我不知道两股线并绕的DIA算一股线的裸直径，还是需要乘以2倍？
是这样子的，现在理论计算出来2股并绕的单股裸线直径为0.283mm，这个时候你就需要去查国标中最接近0.283mm的awg线经规格的导线，这里假设选用的标准线经就为0.283mm,那么在后面的验证中应该用两股的等效线经，我用的网上的经验公式d=dn*sqrt(2)=0.4，当然实际中是用选好的标准线缆的实际线经*sqrt(2)进行验证。至于为什么用这个公式，而不是直接用单股线经乘以股数，我没做太多研究，有空的话你可以在这方面钻研一下。哦哦，理解您的意思了。等把论文搞完了，我会查查资料的。还有mil/A 是什么意思？这个不懂，我的算出来为700mil/A.不在200到500之间。
是不是最小不能低于200，最大的话无上限，只要变压器能绕下，工程上考虑200到500间是不是因为成本原因？
电流密度的单位为圆密耳，即c.mil，一般写成c.m，不是mil，这里应该是输入笔误。
对电流密度的理解发表下个人看法：变压器的电流密度直接影响变压器绕组的工作温度。电流密度越大，铜线发热越多，变压器的绕组温度也就会相对较高，因此，在温升限制、变压器的散热条件已经固定的情况下，就需要限制变压器的电流密度，以防止变压器温度超高；电流密度越小，导线直径越粗，铜重量越大、导线体积越大、变压器绕制工艺也越复杂，成本也越高。
至于为什么取200~500之间，这个应该是工程经验参数~没做太多研究，等有空好好研究一下。
工程上也有很多用A/mm2做单位的。
1圆密耳表示的是直径为1mil的圆面积大小，1mil=0.0254mm，那么1圆密耳对于的圆面积大小用mm2表示的话就为：
3.14*(0.0254/2)*(0.0254/2)=0.0005064mm2
那么，
电流密度200圆密耳/A，可以等效为1/（200*0.0005064）A/mm2= 9.87A/mm2 ≈10A/mm2
电流密度500圆密耳/A，可以等效为1/（500*0.0005064）A/mm2= 3.95A/mm2≈4A/mm2
所以初级绕组电流密度很多场合也会用J＝4～10A / mm2来表示，道理是一样的，只是用不同的公式而已。
18步的实例中关于电流密度的验证我有一点疑问，在验证电流密度的时候，我理解为DIA的值应该是实际使用绕线的直径，这个地方DIA^2*π/4应该就是要线径的截面积，多股并绕的时候直接将绕线的截面积相加就可以了。我认为只有用实际使用的值去验证电流密度才有意义，否则拿着计算出来的理论值再往公式里面套，得到的只是一个反映了四舍五入误差率的无用值。另外还有一点不清楚的地方就是，在根据AWG选择绕线的时候，知道的只能是外径，而且用这个外径计算得到的截面积和表格中给的截面积还不一致，但是在我们实际的计算过程中，还需要知道里面导线的裸直径或者裸面积，这个值我在网上没有找到，是不是需要估算，或者有什么经验值？谢谢。
步骤24 –确认BP≤4200高斯。如有必要，减小限流点降低因数KI
步骤24 –确认BP≤4200高斯。如有必要，减小限流点降低因数KI_实例
已知条件：
ILIMIT(MAX)=2.889A，IP=1.92A，BM=0.2T，则有
BP = ILIMIT(MAX)*BM/IP = 2.889 * 0.2 /1.92 = 0.3T < 0.42T
BP设计验证合理
步骤25 –计算次级峰值电流ISP
步骤25 –计算次级峰值电流ISP_实例
已知条件：IP=1.92A，NP=24，NS=7，则有
ISP = IP * NP/NS = 1.92 * 24/7 = 6.58A
好东西就要顶顶 持续更新中，欢迎关注，呵呵！楼主，3W输出3.3V，0.1%的纹波率。这种用反激能实现吗？
3W左右的小功率电源模块市场上已经有很多成品了，建议直接用成品好了！
0.1%的纹波率实现起来有点困难，如果是这样的，建议设计成5V左右输出后，再接一个LDO比较可靠！
多谢答复！也在考虑用一级LDO
不过用LDO的话效率有点低，这个你要考虑一下！
确实挺细致的！顶一个！非常好。 虽然很多的资料网上都能搜到，但太凌乱，不够基础，整理并理解这些确实花了不少心思，欢迎一起讨论哈！呵
步骤26 –计算次级RMS电流ISRMS
计算次级RMS电流ISRMS的公式原理部分分析详见步骤8。
步骤26 –计算次级RMS电流ISRMS_实例
已知条件：ISP=6.58A，DMAX=31.2%，KP=1，则有：
ISRMS = ISP * SQRT[(1-DMAX)/(3*KP))] = 6.58 * SQRT[(1-0.312)/(3*1)] = 3.15A
您好，我设计一个七路输出的变压器，主绕组5V，0.6A；6路辅助绕组7V，0.6A；计算得到原边57匝，输出主绕组3匝，6路辅绕组每个绕组4匝；最大占空比0.32，kp=0.6；计算得到
二次主绕组：峰值电流12.46A，有效值7.41A；
二次辅绕组：峰值电流9.35A，有效值5.56A；感觉好大啊？求大神指教！
楼主好贴，加油 正在努力加油中，稍后更新。呵呵！步骤27 –确定次级绕组线径参数ODS、DIAS、AWGS
您好，我一直在拜读您的这篇帖子。我今晚有点小的疑问，您看看这个公式
步骤27 –确定次级绕组线径参数ODS、DIAS、AWGS_实例
有关“趋肤效应”的相关知识详见步骤17
已知条件：
开关频率FS=132kHZ，次级绕组IRMS=3.15A，次级绕组电流密度取CMA=400mil/A，
由PQ26/25磁芯介绍可知幅宽BW=13.6mm，安全边距M取3mm，则由公式
而次级绕组单股导线的裸直径
由于DIAS =0.9mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不满足导线直径小于两倍穿透深度的原则，应采用小直径的导线并绕或采用多股导线。
要满足：
dn = DIAS/SQRT(n) = 0.9/SQRT(n) < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，可得n>6.11，取n=7，则
dn = DIAS/SQRT(n) = 0.9/SQRT(7) = 0.34mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，可得，
初级绕组采用单股导线裸直径DIAS ≈0.364mm的7股导线并绕。
根据初级绕组用线的裸线导体直径DIAS大小确定次级用线AWG规格，AWG规格确定后，次级绕组用线的外径即可确定，再由公式
可得初级绕组的层数。
如果DIAS<2DFM怎么办呢？
步骤17中有描述：
导线选择原则：在选用开关电源变压器初、次级绕组线径时，应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则。当导线要求的线径大于由穿透深度决定的最大有效直径时，应采用小直径的导线并绕或采用多股导线。大电流绕组最好能采用宽而薄的扁铜带，铜带厚度应小于穿透深度的两倍。
反之意思就是，如果DIAS<2DFM，导线受趋肤效应的影响不大，可采用单股导线的方式。
谢谢楼主，受益颇多。再请教个问题：如果是新手，自己绕制变压器好还是买成品好呢 可以试一下 如果是新手，建议你双管齐下，多和做变压器的厂家沟通，然后自己绕下，同时也顺便打样下成品，这样最终可以验证一下你自己绕制的变压器的不足之处，对于你做高频变压器的经验积累非常的有好处 好帖！ 先生你好，如果是多路输出，每个绕组的线径又该如何确认呢。步骤28 –确定输出电容的纹波电流IRIPPLE
步骤28 –确定输出电容的纹波电流IRIPPLE_实例
已知条件：
ISRMS = 3.15A，IO = 1.9A
则有：
输出电容的纹波电流IRIPPLE = SQRT(ISRMS2-IO2) =SQRT(3.152-1.92) = 2.51A
我想问一下为什么I0为1.9A？ 哦，看了后面我知道了，不好意思啊步骤29 –确定次级及偏置绕组的最大峰值反向电压PIVS,PIVB
步骤29 –确定次级及偏置绕组的最大峰值反向电压PIVS,PIVB_实例
已知条件：
VO = 32V，VB = 13.5V，VMAX = 375V，NP = 24，NS = 7，NB = 3
则有：
次级绕组最大峰值反向电压PIVS = VO+(VMAX*NS/NP)=32+(375*7/24) =141.4V
偏置绕组最大峰值反向电压PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=1.35+(375*3/24)=60.4V
偏置绕组最大峰值反向电压PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=1.35+(375*3/24)=60.4V ，这个应该给为偏置绕组最大峰值反向电压PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=13.5+(375*3/24)=60.4V步骤30 –根据VR和ID选择输出整流管
下表是常用肖特基及快恢复二极管，供参考：
步骤30 –根据VR和ID选择输出整流管_实例
已知条件：
PIVS = 141.4V，IO = 1.9A
可得，
输出整流管VR >=1.25*PIVS = 1.25* 141.4V = 176.75V，取VR=200V；
输出整流管ID >=3*IO = 3*1.9A=5.7A，取ID=8A或10A；
综上，可选择输出整流管型号：
BYW29-200，MBR10200等等。
由于ID > 5.7A，建议选择TO220或TO247封装的整流管，以方便温升太大时外加散热片 自己给自己顶一个
您好！
本科毕业设计需要一个反激变压器。输入电压为220V，50hz交流电，输出电压为12V，电流为1.5A。由于电网波动等因素，考虑输入电压范围为200V~240之间。我选择的磁芯为EE25，材料PC40。但是问题来了，我计算的初级匝数超过500圈，怎么回事，是否直接说明计算错误？ 我知道圈数跟输入电压最小值关系很大，那么我该如何选择输入电压最小值？ 由于以前没做过高频变压器，所以很多不懂，还望各位工程师指教，谢谢了！
补充：开关频率为20KHz（由单片机产生），变压器效率暂定为0.7，占空比定为0.5。（不知道占空比定高了没有？）
我如果按照90~240v电压设计，匝数会小很多的。因为计算匝数跟输入电压最小值有关（不知我可否理解正确了，望指点）。
如果计算匝数的确是按照输入电压最小值进行计算，那么我又有一个问题不理解了，问题是：既然这样，那么我们为什么不把最小输入电压定的更低些呢？那样匝数不是更少了吗？
还有一点我们虽然设计输入电压为90~264，以符合国际上任何地方，但是我们通常用的不都是220V吗？用90V计算的值，在220V输入时也能用？
请您指点一下
我现在换成了15V，1.5A输出，输入电压设计成180~260V，算出来的初级匝数为351匝，次级为24匝。频率还是40KHz，占空比最大还为0.5，用单片机控制占空比大小的。 354匝 用EE25的绕不下吧 我就担心这个啊，不是还有个窗口占空系数啊，好像不超过0.4为佳，就算绕下了，那个占空系数也是非常大了啊！ 你的开关频率20KHZ太低了，可以考虑增加开关频率试一下~ 我已经加到40KHZ了如果你想确认下你的计算结果或是计算出来的变压器工艺是否合理，教你个简单的办法，你先按照标准公式计算出变压器的相关规格，自己记录下来，然后你在淘宝或是阿里上随便找一家专业定制变压器的，当然了，你得要好好和人家忽悠忽悠，说你是做产品的，有多少多少的量，然后你把你的设计需求给他， 让他们帮你计算一下变压器的规格，毕竟他们专业设计变压器的，设计的结果具有参考性！呵呵
呵呵，我在淘宝上一说，我就要一个变压器为了毕业设计用，叫他帮我设计，我说设计要求，店主要价好几百，后来直接不理人了。你这方法不错，呵呵 简单的算了下，你的计算应该没有问题，可以考虑提高下开关频率来减小匝数或者换个更大规格的磁芯和骨架 有您这话放心多了，我在买元器件的时候还顺便买了EE30磁芯，EE25绕不下的话，立马换EE30. 变压器磁芯骨架到了，看了下，350匝根本绕不下的，以前没做过是真的没经验啊 频率都加上40KHZ了，怎么还有300多匝呢，应该是你的计算有问题，我大概简单的算下应该也就100多匝左右呀~ 你这么小的功率，如果不考虑初次级隔离耐压等级的话，100匝应该是可以绕下的吧，不过我没绕过变压器，都是找的厂家核实能否绕下，呵！如何选择输入电压最小值？
个人感觉交流输入电压最小值这个不是你自己定义的，而是由你的产品的应用需求决定的，首先你设计开关电源的时候必须先确定你的需求，你的设计需求中就必须先确定你的交流电压输入范围，一般来说主要以下3种情况：
由于工频电压在全世界没有统一的标准，各国各不相同地区性差异很大，设计成宽输入电压范围主要是为了满足不同地区标准。我国单相电源工频电压，50赫兹， 220V ，再考虑电网波动，设计成220V±20%足够了。
谢谢您的耐心解答。我现在是180~260v输入，算出来350匝，这个匝数是不是还是太大了啊？
关于你的初级匝数超过500圈，个人觉得应该是你的计算错误，首先就你的“为什么不把最小输入电压定的更低些呢？那样匝数不是更少了”谈谈我的看法：
本主题帖16楼有关于最大占空比DMAX的计算，最大占空比DMAX由反射电压VOR和最小直流输入电压决定，而关于VOR的选择原则见主题帖9楼，VOR确定后，DMAX即由电路的最小输入电压决定，最小输入电压越小，DMAX就越大，这里就有一个问题出现了：
1.当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩 短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。
2.占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，就没有再增大占 空比的意义了，甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大，可能使输出纹波，及其他一些电磁指标变差。
3.占空比增大太大，电路容易工作在连续模式，设计成连续模式，虽然初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET和高频变压器的损耗，提高电源效率，但工作环路稳定性不好控制，许多设计师宁可采用非连续状态设计，这样控制环路较容易稳定。
4.很多的MOS管芯片都有DMAX占空比这一指标，当你确定的最大占空比很大时，又给MOS管芯片的选择带来了难度。
等等，等等，还有很多其他的设计因数，设计的时候需要综合去考虑
受益匪浅啊关于“我如果按照90~240v电压设计，匝数会小很多的。因为计算匝数跟输入电压最小值有关（不知我可否理解正确了，望指点）”
以断续模式为例。
1.首先，详见31楼，
2.由1可知，当磁芯确定好后（详见18楼，步骤14_选择磁芯和骨架，再从磁芯和骨架的数据手册中得到Ae，le，AL，和BW的参考值），初级绕组匝数NP就和LP,IP相关，我们再来看22楼有关LP的计算（以DCM模式为例）：
，
公式中PO,FS都已经确定，那么LP就只和IP有关了；
3.综上1,2，NP和IP相关，我们再来看下IP相关的信息，详见主题帖17楼
而DMAX与VMIN、VOR相关；
4.综上分析可知，计算匝数跟输入电压最小值有关。
关于“还有一点我们虽然设计输入电压为90~264，以符合国际上任何地方，但是我们通常用的不都是220V吗？用90V计算的值，在220V输入时也能用？”
是的，我国单相电压大小主要是50hz，220V，用90V计算的值，是因为：
磁性材料有个Bm限制，同时有一个居里温度限制。如果是全输入电压范围均为DCM工作模式，那么全范围内deltB是相同的，所以就Bm的限制来说无所谓最大或最小电压；但同样的deltI持续时间长的有效值大，所以铜线绕组在最大占空比时发热更严重，考虑居里温度的限制，要选择最大占空比的情况计算。
如果是低压CCM，高压DCM就复杂一些。低压时Bm受限，铁损最小而铜损最大；DCM状态时铁损达到最大而铜损也还没降低到最小，温升可能比最低输入电压还高。但因反激应用一般不会进入深度CCM状态，通常铁损变化不大，所以通常选择最低输入电压来计算，不过最好要验证一下BCM状态时的温升。
用90V计算的值，在220V输入时是可以工作的。
以上纯属个人的理解，希望能够帮助到你！有什么问题我们一起学习交流 您好，我的磁芯是根据输出功率进行选择的，由于输出功率只有15*1.5=22.5W，所以我把磁芯选择为EE25。线圈匝数是按照 张占松翻译的《开关电源手册——第三版》 P163~P173页 进行计算出来的，是351匝。我担心磁芯会绕不下，是不是磁芯选择小了？感觉这匝数是不是多了点，你确定你没有算错？？？？
感觉你的计算有点问题，这样吧，推荐你个EXCEL计算工具，你重新把你的设计需求输入后计算看看
反激式电子变压器设计 .xls
留个名字，慢慢看 是要慢慢看，主题贴太长了，呵 真够详细的，一看就知道下了不少功夫， 我也是把之前开发时零散的设计笔记边整理边学习，大家共同进步哈！ 楼主强大！初进开关电源领域的小弟学习了，多整理，多总结，思路更清楚，更有利于于以后的学习和工作。好东西要多分享，谢谢楼主！
步骤31 –输出电容的选择
无论正激式开关电源工作输出的矩形波电流，还是反激式开关电源的锯齿波电流，均含有极其丰富的高次谐波电压与电流。这些高次谐波电流是不允许作为输出电流成分流入负载，需要采用高频阻抗低的电容器对其分流短路。这要求滤波电容器应具有很好的阻抗频率特性，这与工频整流滤波对电容器要求大电容量的要求有所不同的（工频整流滤波很容易滤除工频的高次谐波，即使是40次也不过才2000Hz，一般电解电容器很容易实现）。因此开关电源的输出整流滤波电容器即使选用铝电解电容器也应首选低ESR的铝电解电容器，而绝不能随意到电子市场抓到什么样的铝电解电容器（只要电压、电容量满足要求）均可。这样作的结果将是电源的输出纹波电压过高，特别是峰-峰值电压过高。
反激式开关电源要求输出整流滤波电容器“短路”输出电流中不需要的交流电流成分，因此将流过非常高的有效值电流，要求电容器具有能够承受这个电流的能力；不仅如此，为了尽可能将所有的交流电流分量“短路”要求输出滤波电容器均由尽可能低的ESR，因此输出整流滤波电容器将需要极低ESR的“高频低阻”铝电解电容器或低ESR钽电解电容器以及陶瓷贴片电容器。选择一般的低阻铝电解电容器实则需要更多数量的才能满性能要求。相对于电容量则不再是选择依据。
选择原则：
1.在105度及100KHZ频率下纹波电流的规格：必须大于等于步骤28（49楼）中得到的IRIPPLE数值，工程设计上建议≥120%*IRIPPLE；
2.ESR规格：使用低ESR的电解电容。输出开关纹波电压等于ISP*ESR，其中ISP为步骤25（36楼）中得到的数值。
3.耐压规格：电容的耐压是根据电路的电压来的，一般考虑到感性负载带来的瞬间高压，需要取耐压值相对高于电路电压的电容，一般选择≥1.5~2倍比较可靠；
步骤31 –输出电容的选择_实例
已知条件：
IRIPPLE =2.51A，ISP = 6.58A，VO = 32V，FS = 132KHZ，DMAX = 31.2%，设输出纹波要求为120mV
则有：
■输出电容在105度及100KHZ频率下纹波电流的规格：必须大于等于120%*IRIPPLE =120%*2.51A= 3A；
■输出开关纹波电压 =ISP*ESR → 输出电容ESR <=输出开关纹波电压 / ISP = 120mV/6.58A = 18mΩ；
■耐压规格：选择输出电压的1.5倍，以预留一定的设计裕量，1.5*VO=1.5*32V=48V，取50V；
■输出电容量：Cmin = ISP*Ton/VRIPPLE = (ISP*DMAX)/(VRIPPLE*FS) = (6.58A*0.312)/(0.12*132*1000)=129UF；
综上，输出电容可选择：
以美国United Chemi-Con品牌为例
EKZE500ELL271MJ20S型号规格：270UF/50V，额定纹波电流=1580mA，ESR=30mΩ
可选择2个EKZE500ELL271MJ20S型号并联使用即可满足设计要求。
大神，这个公式如何理解。想不通啊?谢谢！ 你找一份品牌电容的规格书，对着规格书中的技术指标然后再看这个应该会印象更深刻一点的
步骤32 –后级滤波器电感L和电容C的选择
通常由于次级二极管整流的脉动电流和电解电容ESR的问题，纹波电压不能满足要求，所以必须在后面加一级LC滤 波，以满足电压纹波的要求。为了让电感上的直流压降小，我们希望电感的直流电阻尽量小，一般选择几个uH的电感。
根据ZL=2×π×fs×L，可以求出电感L的感抗。然后根 据需要对纹波电压衰减的比例，来求后级电解电容的ESR的需求，进而选择合适的电解电容与L组成LC滤波器。同时，注意LC谐振频率的位置，LC截止频率与系统穿越频率的位置以及引入的零极点对反馈的影响，关于环路稳定性方面的知识会在后续章节介绍。例如在132KHz下，L=3.3uH，ZL=2.73欧，所以，后面的C的ESR小于0.273欧的话，就可以使纹波下降10倍，具体大小根据实际情况进行选择。
一般选择选择：
电感L：2.2UH~4.7UH。对于低电流（≤1A）的输出使用穿心磁珠就可以了，而较高电流的输出可以使用非定制的标准电感。如果有必要，可以增加电感的电流额定值从而避免在电感两端出现过高的压降。
电容C:100UF~330UF电解电容
电感、电容选择完成后在系统环路动态补偿设计的时候最好再加以确认一下。详见后续“环路动态补偿设计”章节
如果后面接LED灯，需要恒流的话，是不是必须加LC滤波，直接一个C滤波行不行？建议你加上LC，L就用普通的穿心磁珠或是低ESR的工字电感就可以了，这里的LC一起组成了一个低通滤波器，同时增加了一个电路极点，单独用C的话，一方面滤波效果不明显，另一方面由于C的ESR引入了电路零点，不是我们想要的，具体有关零极点的基础知识会在最后一章详细介绍哦
；精彩，慢慢看，慢慢消化； 呵，有的你看了，光最后一章环路动态稳定性就够消化一阵子了，过两天就更新上~ 等着围观
步骤32 –后级滤波器电感L和电容C的选择_实例
一般选择原则：
电感L：2.2UH~4.7UH。对于低电流（≤1A）的输出使用穿心磁珠就可以了，而较高电流的输出可以使用非定制的标准电感。如果有必要，可以增加电感的电流额定值从而避免在电感两端出现过高的压降。
电容C:100UF~330UF电解电容
电感、电容选择完成后在系统环路动态补偿设计的时候最好再加以确认一下。详见后续“环路动态补偿设计”章节
步骤33 –从表10选择偏置绕组的整流管
●VR≥1.25*PIVB;其中PIVB在步骤29中有计算过程（详见50楼），而VR为整流二极管的反向电压额定值，选择1.25倍主要是考虑预留一点设计裕量。
选择时同样是优先考虑选择肖特基二极管，如果是肖特基二极管的反向耐压无法满足需求的情况下，可以选用超快速或快速二极管（具体选择原因详见51楼介绍），可参考表10：
步骤33 –从表10选择偏置绕组的整流管_实例
已知条件：PIVB=60.4V
则有：
偏置绕组整流管VR>=1.25*PIVB=1.25*60.4=75.5V,考虑设计裕量，选择VR >= 100V
综上，可选择常用的即可，例：
步骤34 –偏置绕组电容的选择
偏置绕组电容的选择没有太多讲究，一般以MOS管芯片推荐电路的参数就好了，例如PI公司的TOP-GX系列，推荐的偏置绕组电容的大小为
●使用1UF、50 V的瓷片电容
虽然贴片陶瓷电容也有1UF/50V封装的规格，但个人还是建议使用瓷片电容或电解电容之类的，主要是防止贴片陶瓷电容在工作中由于布线等不当引起的压电效应，从而会有啸叫现象产生，不过目前还没遇到过这个现象！
顶顶顶步骤34 –偏置绕组电容的选择_实例
偏置绕组电容的选择没有太多讲究，一般以MOS管芯片推荐电路的参数就好了，例如PI公司的TOP-GX系列，推荐的偏置绕组电容的大小为
●使用1UF、50 V的瓷片电容
虽然贴片陶瓷电容也有1UF/50V封装的规格，但个人还是建议使用瓷片电容或电解电容之类的，主要是防止贴片陶瓷电容在工作中由于布线等不当引起的压电效应，从而会有啸叫现象产生，不过目前还没遇到过这个现象！
步骤35 –控制极引脚电容及串联电阻的选择
MOS管芯片控制引脚电容及串联电阻的选择一般使用MOS管芯片规格书推荐值，以TOP-GX系列为例，
●控制极引脚电容：4 7 u F 、1 0 V 的低成本电解电容 (不要使用低ESR的电容)。
●串联电阻：6.8 Ω、1/4 W的电阻 (如果KP ≥ 1，比如非连续模式，则不需要此电阻)。
步骤35 –控制极引脚电容及串联电阻的选择_实例
MOS管芯片控制引脚电容及串联电阻的选择一般使用MOS管芯片规格书推荐值，以TOP-GX系列为例，
●控制极引脚电容：4 7 u F 、1 0 V 的低成本电解电容 (不要使用低ESR的电容)。
●串联电阻：6.8 Ω、1/4 W的电阻 (如果KP ≥ 1，比如非连续模式，则不需要此电阻)。
您好！这个部分我不是很理解：
首先，控制引脚电容以及电阻取值，还有上面那个偏置绕组那个电容您说一般使用MOS管芯片规格书推荐值，我在TOP的PDF没发现这些推荐呢？
其次，这个推荐值选取的原因那个规格书怎么解释的啊？
我也在学习，先去学习TOP工作原理以及周边的参数的选取，恰好在控制引脚这块不太明白，麻烦老师给我讲解一下，谢谢啦！
■步骤36 –根据步骤2中图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类型，选用相应的反馈电路元件
1.根据电路稳压精度和负载调整率的需求，选择步骤2（详见5楼）中图3、4、5、及6所示的参考反馈电路的其中一种类型；
2.这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。
3.电路分析：
图3:初级/基本反馈电路，将偏置线圈通过限流电阻直接作为MOS管芯片控制极的输入，优点是电路设计成本最低，电路设计简单；缺点是电路输出精度有点差，只适用于对输出精度要求不高的低功率应用场合；
图4:初级/增强反馈电路，在图3的基础上增加了稳压管，是基本反馈电路的增强型，相对于基本反馈类型，提高了输出精度和负载调整率，缺电是只适用于对输出精度有简单要求低功率应用场合；
图5:光耦器/稳压管反馈电路，输出电压通过光耦作用于TOPSwitchⅡ控制极，在输出电压反馈精度上有所提高;
图6:光耦器/TL431反馈电路，在图5基础上增加了精密基准TL431，使得输出稳压精度和负载调整率都能获得较高的精度，缺点是增加了电路成本，同时增加了反馈环路动态稳定性的设计，有关环路稳定的介绍详见下一章节介绍。
终于快到环路补偿设计环节了，自己给自己加加油，明天继续 楼主可以举个实例吗？ 这个建议不错，主要是现在还有好多没有写完！考虑下你的建议
步骤36 –根据图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类型，选用相应的反馈电路元件_实例
首先，根据本例负载调整率±0.2%的需求，选择光耦器/TL431反馈电路
其中，光耦型号为HCPL-181-00BE，TL431型号为TL431IDBZ
步骤37 –环路动态补偿设计，以TOP-GX系列芯片为例
37.1 、TL431工作条件分析
TL431工作条件：在选择电阻时必须保证通过阴极的电流要大于1ma
图(1)是TL431的典型接法，输出一个固定电压值，计算公式是：Vout=(R1+R2)*2.5/R2，R2<12.5K欧。R2的取值，R2的值不是任意取的，要考虑两个因素：
1）431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.
2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12。5K的情况下尽量取大值。
同时R3的数值应该满足1mA<(Vcc-Vout)/R3<（150ma）
当R1取值为0的时候，R2可以省略，这时候电路变成图(2)的形式，TL431在这里相当于一个2.5V稳压管。
利用TL431还可以组成鉴幅器，如图(3)，这个电路在输入电压 Vin < (R1+R2)*2.5/R2 的时候输出Vout为高电平，反之输出接近2V的电平。需要注意的是当Vin在(R1+R2)*2.5/R2附近以微小幅度波动的时候，电路会输出不稳定的值。TL431可以用来提升一个近地电压，并且将其反相。如图(4)，输出计算公式为： Vout = ( (R1+R2)*2.5 - R1*Vin )/R2。特别的，当R1 = R2的时候，Vout = 5 - Vin。这个电路可以用来把一个接近地的电压提升到一个可以预先设定的范围内，唯一需要注意的是TL431的输出范围不是满幅的。
TL431自身有相当高的增益（我在仿真中粗略测试，有大概46db），所以可以用作放大器。图(5)显示了一个用TL431组成的直流电压放大器，这个电路的放大倍数由R1和Rin决定，相当于运放的负反馈回路，而其静态输出电压由R1和R2决定。这个电路的优点在于，它结构简单，精度也不错，能够提供稳定的静态特性。缺点是输入阻抗较小，Vout的摆幅有限。图(6)是交流放大器，这个结构和直流放大器很相似，而且具有同样的优缺点
从TOPSWITCH的技术手册可以看出，为了线性调节PWM，控制端电流Ic应控制在2.6~6.6ma之间，Ic的大小是受控于线性光耦PC817A前端的发光二极管的电流强度，一般选取接近100%的CTR，根据LTV817A的技术参数，当后端三极管集射电流Ic为4ma左右变化时，二极管的电流在3ma左右，而集射电压在很宽的范围内线性变化，符合TOP管的控制要求，因此可以确定选PC817A的二极管正向电流IF为3ma。
再看TL431的要求，从TL431的技术参数可知，VKA在2.5V~36V变化时，IKA可以在从1ma到100ma以内很大范围里变化。
一般选20ma即可，即可以稳定工作，又能提供一部分死负载。不过对于TOP器件因为死负载很小，直选3~5ma左右就可以了。
例：
一、
确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。根据TL431的性能，R5、R6、Vo、Vr有固定的关系：
式中，Vo为输出电压，Vr为参考电压，Vr＝2.50V，先取R6一个值，例如R6＝6.19k，根据Vo的值就可以算出R5了。再来确定R1和R3。由前所述，PC817的IF取3mA，先取R1的值为470Ω，则其上的压降为Vr1＝IF*R1,由PC817技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.2V，则可以确定R3上的压降Vr3＝Vr1+Vf，又知流过R3的电流Ir3＝Ika－IF，因此R3的值可以计算出来：R3=Vr3/Ir3=(Vr1+Vf)/(Ika－IF)。根据以上计算可知，TL431的阴极电压值Vka，Vka=Vo‘- Vr3，式中Vo‘取值比Vo大0.1~0.2V即可。
例：
Vo=32V，取R6=6.19k，则R5=73.2k；取R1＝470Ω，IF＝3mA，则Vr1＝IF*R1=1.41V；
Vr3＝Vr1+Vf=1.41+1.2=2.61V；
取Ika=20mA，Ir3＝Ika－If＝20－3＝17，R3=Vr3/Ir3=2.61/17=153Ω;
TL431的阴极电压值Vka，Vka＝Vo’－Vr3=32.2-2.61=29.59V
结果：R1＝470Ω、R3＝150Ω、R5＝73.2KΩ、R6＝6.19K
上面的计算中有关R1，R3，R4，R6，C4的取值，需要考虑一下因素：
●R1的取值：R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，假设用PC817A，其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6.6/0.8=8.25mA,所以R1的值<=(32.2 -2.5-1.2)/8.25=3.45K, 光二极管能承受的最大电流在50mA左右，431为100mA，所以我们取流过R1的最大电流为50mA，R1>（32.2-2.5-1.2)/50=570欧姆。要同时满足这两个条件：570<R1<3.45K; 除此以外，R1的值影响开环的增益，传递函数R1在分母上，
R1的具体取值在满足上面范围的情况下由环路设计决定。
●R3的取值：431要求有1mA的工作电流，也就是R1的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可。除此以外也是功耗方面的考虑。
●R6的取值：R6的值不是任意取的，要考虑两个因素：
1）431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.
2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12。5K的情况下尽量取最大值。
●R4，C4的取值：R5C4形成一个在原点的极点，用于提升低频增益，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差，R4C4形成一个零点，来提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，R4C4的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5处，约提升相位78度。
二、
Vo=32V，取R2=6.19k，则R1=73.2k；当后端三极管集射电流Ic为4.4ma左右变化时，二极管的电流在3.5ma左右，取IF＝3.5mA，
●R5的取值：431要求有1mA的工作电流，也就是光耦的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R5<=1.2V/1mA=1.2K即可，取1K。此时，流过R5的电流大小为1.2V/1K=1.2mA， Ika＝Ir5+IF=1.2mA+3.5mA=4.7mA，满足Ika =3~5ma条件。
除此以外也是功耗方面的考虑。
●R4的取值：R4的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，假设用PC817A，其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6.6/0.8=8.25mA,所以R4的值<=(32.2 -2.5-1.2)/（8.25+1.2）=3.02K, 光二极管能承受的最大电流在50mA左右，431为100mA，所以我们取流过R4的最大电流为（50+1.2）mA，R4>（32.2-2.5-1.2)/51.2=557欧姆。要同时满足这两个条件：557<R4<3.02K;
当Ika= Ir4=4.7mA，R4的值<=(32.2 -2.5-1.2)/4.7=6.06K，取R4=1.5K，则
Vr4=1.5K*4.7mA=7.05V，Vka=32.2-7.05-1.2=23.95V
结果：R1＝73.2k、R2=6.19k、R4=1.5K、R5＝1K，Ika=4.7mA，Vka=23.95V
除此以外，R4的值影响开环的增益，传递函数R4在分母上。R4的具体取值在满足上面范围的情况下由环路设计决定。
要求流过光二极管的最大电流=6.6/0.8=8.25mA 这个公式当中的6.6是什么意思 怎么来的呢？？？哥，解答一下小弟的疑惑 我这里是以TOP-247Y芯片来举例的，从TOP-247Y的技术手册可以看出，为了线性调节PWM，控制端电流Ic应控制在2.6~6.6ma之间，也就是光耦的次级电流大小，所以这里计算流过光耦初级二极管的最大电流以上限6.6ma来计算了。
哥，我觉得你的公式不对，我还用别的电路算了下，相差太大
Vo=R1/R2*2.5-1 这才是正确的公式，
搞不懂你的公式
jianjun兄，我的电源输入48V,输出24V,反馈环路没有r3,其中r1=1K,r5=27K，r6=3K,c4=1uf,光偶用AcpL217,光偶C端接1K电阻，连到2844芯片的1脚（补偿端），当输入电压超过48V时，驱动波形很不稳，变压器还有尖叫声，实在调不稳，帮忙给看下参数，还有一个问题就是，如何保证实际中If=2ma,这只是我们取的点，由此推出电阻值。本人小白，望指点 楼主您好，请问TL431的A端接地了，不就是相当于放大器的+端接了地，不隔离的时候Vref就是接在+端的，这样来说隔离的Vref不是0了吗？ 这里我有个问题，这种反馈回路中当输出电压高于额定值时TL431导通，光耦发光，那么电流流入C极，C极电压增加会激励开关管导通，这样不是增加了输入电压么？如何稳压呢？步骤37 –环路动态补偿设计，以TOP-GX系列芯片为例
37.2 、零极点基础知识
在复平面（s＝σ＋jω）上，使传递函数G（s）→∞的点，称为G（s）的极点；使G（s）＝0的点，称为G（s）的零点。零点或极点为复数时，为复零点或复极点。实零点或实极点为实数，位于实轴（α轴）上。位于s右半平面（RHP－RightHalfPlane）的正零点或正极点，称为RHP零点或RHP极点；位于s左半平面（LHP-LeftHalfPlane）的负零点或负极点，称为LHP零点或LHP极点。只要含有一个RI－IP极点，系统就是不稳定的；系统的全部极点都是LHP极点时，系统才是稳定的。极点和零点为虚数时，位于虚轴（J轴）上；有虚极点的系统属于不稳定系统。
一阶系统的几种零、极点特性的比较见表
1、误差放大器的补偿回路，应该没有极点电容和零点电容的说法，进行传递函数推导，在C2远大于C1的情况下，如C2=100倍C1，R2C2在f=1/(2*pi*R2C2)处形成一个低频零点，R2C1在f=1/(2*pi*R2C1)处形成一个高频极点。
2、开关电源的总开环增益，包括两个部分，一个是从控制到输出的部分，另一个就是误差放大器的部分。从控制到输出部分的增益，属于开关电源建模的范畴，目前模型已经足够成熟。误差放大器的部分，这个属于单极点单零点补偿。
3、至于为什么增加零点和增加极点。
R2和R1的比值，确定了误差放大器的中频段增益。但如果误差放大器没有零极点，即增益跟频率无关，得出来的传递函数，并不能达到理想的效果。一般来说，为了提高调节精度，我们希望在零频处放置一个极点，这样，系统直流增益可以做到最大；为了压制低频纹波，我们希望低频增益足够高，为了提高系统的抗干扰能力，希望高频增益能以20db/dec或者40db/dec速率下降。
4、滤波电容的ESR形成的零点，频率大致在5K-10K的范围内。主要看输出电容的类型，和大小。比如小功率DC/DC，用瓷片电容，那零点就很高，有的可以达到100k以上，但如果选用大容量电解电容，可能只有几K.
5、还有关于调节器的穿越频率问题。事实上，我们更关心的是 整个开关电源的总的环路增益，而不单单是这个调节器的穿越频率。根据香农采样定理可知，开环穿越频率Fc不能大于开关频率的一半。至于能达到多少，没有定式，一般设置在25%~20% 处。
6、Fz 和Fp的关系。
首先，fz要放在低频，Fp放在高频，这点毫无疑义。fz频率越低，低频纹波越大；fp频率越高，抗干扰能力越差。fz和fp之间的距离越远，相位裕度越大，系统越稳定，但动态响应不一定越好。为了得到较好的动态响应，一般设置相位裕度为45度为最佳。动态响应呢，又分为两个概念，一个是响应的快速性，一个是响应的平稳性，超调小，调节时间短，是我们追求的，但这两个内容又是相互矛盾的。
是代工吗？、？？
不是的哦~37.3 、TOPSWITCH控制环路分析基础知识
●基础知识
波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具，它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法，特别是使用渐近线近似以后，只需要计算渐近线改变方向点的值。
用电压定义：
电容或电感上的电压与外加信号电压U之比
5. 两电感元件端电压大小相等，相位相反，互相抵消，且电压值比电源电压大Q倍，故串联谐振又称为电压谐振。谐振时的高压对电力系统电器有危害，应尽力避免。在通信工程中常常利用谐振获得较高的电压。
6. 串联谐振回路适用于信号源内阻较小的情况。当信号源内阻很大时，使得谐振回路的品质因数很低，选频特性变差，此时应采用GLC并联谐振回路。
零点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定。为了抑制输出的开关纹波，有时在后面加一个 LC滤波，其谐振频率一般大约为开关频率的 1/10-1/20 左右，这个频率通常远大于反馈回路的带宽，其影响可以忽略。工程实践中一般R<R1，当频率升高时，公式分子的1可以省略，右边的R+R1约等于R1，最后的结果就是1/Rb。也就是说高频时431就等于一个稳压二极管，只有低频时才起作用。根据上面的结果就知道：上面的反馈一般用稳压二极管代替431的结果是差不多的，除了低频增益有差别外，一般用稳压管代替电源也是稳定的，这也反证了上面的分析是正确的。只要LC在低频部分不产生太大的相移，环路就稳定，而实际情况正是这样，看似LC（分析时可能要包括前面的C）一个二阶震荡，但由于电阻和电容内阻的阻尼作用，实际低频是个一阶的，相移不大。而轻载时负载电阻阻尼没有了，但电路又变成非连续了，控制方程又变了，二阶震荡又没有了，所以还是稳定的。
高频时431可以看做稳压管，这时候后级431采样已经不起作用了，仅是431供电端的影响；直流通路中电感可以看做短路，后级L又很小，所以低频时431采样在后级电感前后影响不大，所以只要431供电端接在后级滤波电感前，不论采样在滤波电感前或者滤波电感后，都可以按在分析时忽略后级LC滤波器的影响
您好：在此帖的（2）单零点响应里，我觉得你有一些笔误，您看一下，我说的对不
看的挺仔细的，多谢指正出来！
是的，运放虚断，I+=I-=0,VI,VO的电流方向应该相反；
增益部分可能是当时懒得打字，直接把单极点部分的内容复制过来了。
以上你说的问题已及时更新~
有任何问题直接回复就好了，我会第一时间及时回应的
您的这篇帖子对我帮助很大，我重新设计了一个变压器，按照您的步骤一步步来的，输入180~260v，输出15V，1.5A，开关频率40KHz，效率设为0.7，算出初级为90多匝，这次应该差不多了吧？ 在此谢谢您一直的指导了。这篇帖子我还会继续深入学习的，步骤37.4暂时有点看不懂看你这些天的足迹，就知道你看的很仔细，相信再消化吸收一下，这些东西就会成为你自己的东西了，其中肯定有很多的不足和不够深入的地方，我会慢慢的详细细化的。待你真正入门反激式开关电源后你就会有自己的思想和见解了，那个时候再回过头来把不清楚或是不够透彻的地方再好好主攻一下！
至于37.4章节的内容，建议你先了解一些基础的东西之后再看，比如零极点的基础知识，传递函数，动态响应之类的，因为环路稳定性的重要性应该是开关电源系统中和变压器同等重要的一个知识点，我现在也不是太深入，还处在一个思路整理的阶段，后续希望一起慢慢探讨。
有问题的话直接留言就好，我们一起学习，一起进步
直接看不懂这块零点和极点了 好丰富啊
37.4 、TOPSWITCH控制环路分析
在做补偿设计以前，先计算出除 KEa外各自部分的频率特性，然后计算出 K1(s)= [KMod(s)*KPwr(s)*KLc(s)*KFb(s)]的频率特性，根据实际情况确定出需要的设计目标 KEa，然后通过设计TL431的相应补偿来完成 KEa的要求。
结合上面的原理图我们来计算在 220VAC 输入时各个部分的数值。已知数值：Vin=135V，Vout=12V，输出二极管后的两个电解电容的ESR=50mΩ，负载R=4.8Ω，η＝81%。
Np=58T，Ns=6T，Lp=827uH，Vor=120V，Vds=5.2V
则
●对于KLc(s)部分，
LC滤波电路，考虑到输入前的电感（正激为滤波电感，反激为次级电感的占空比等效），实际上是个两级LC滤波电路。不过从工程的观点来看，第一个滤波电容按正常的算法选取，一个是纹波电流考虑，一个是ESR考虑，最后的结果基本都是由ESR确定。后级LC的主要作用是抑制开关频率的纹波，选取按如下原则，其转折频率为开关频率的1/10-1/20左右，这个频率远大于反馈回路的带宽，其影响可以忽略不计。
实际上很少有电源带宽取在开关频率的1/4-1/5处，如这个电源开关频率为132KHz，1/5为26KHz，如果你取在这个频率，电源将无法正常工作，原因有几个方面。
1）要达到26K带宽，则低频处的增益很高，一般运放达不到这么宽的增益带宽积，要用特殊运放。
2）噪音干扰使电源无法工作
3）所谓的右半平面零点使反馈补偿无法进行
4）带宽很宽时，各个功率部分的传输延时引起的相移可能不能忽略，同样这也是无法补偿的。所以一般反击的带宽都设计到1-3K之间，其实正激也存在类似的问题，如DC-DC由于有压降补偿，很容易引入干扰，带宽一般也很低。带宽高的一半是非隔离DC-DC，它开关频率高，并且很紧凑，非隔离，容易设计带宽。另外与应用也有关，一般要求反应快的都是用DC-DC完成的。
但有一点需要注意，用431做反馈时，431的供电要在L1的前面取，这样系统才稳定，反馈分压可以从后面取，得到最好的稳压精度。另外L1的值尽量小一些，如1-4.7uH，如果此值大了，明显输出电流大时损耗大。
（6）计算补偿部分小信号传递函数Kea
如果要设计补偿部分，可以先确定目标带宽，然后再设计补偿部分，使在目标带宽时的
相位裕量大于 45°，在用 Topswitch设计的反激电源中，目标带宽除受到一般反激电源的几个限制外（带宽要小于开关频率的 1/2（香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs）；右半平面零点的 1/4（RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5）；运放增益限制(补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等）；输出电容类型的选择等），还受到内部 7KHz 极点的限制，一般不能太高，约1-2KHz，对一般应用来说，已足够了。本文是对一个实际电源的分析，所以略过这一步，如果需要了解这个过程，可以从结果反推出来运放的补偿部分。
由于 TL431 用输出供电，由上面TL431用输出供电时的零，极点特性分析可知，其传递函数为(右图举例)：
jianjun兄：
我现在在跟一个开关电源充电器项目，碰到一个问题，想请教您一下：
输入：230V
输出：21V max 4.0A
开关芯片： TOP268EN
问题点：充电的在某个输入电压段（比如200V~216V）恒流4.0A时会有一个100HZ的工频纹波电流，别的电压段都没有问题，
这个问题电压段会随输出电压的大小变化而变化。
不知您在以往的项目经验中有无碰到过这种问题，是变压器设计有问题还是恒流环路有问题？烦请不吝赐教！多谢！
没遇到过你说的这个现象，个人感觉可以试下
1.从你的反馈环路试下
R4，C4的取值：R5C4形成一个在原点的极点，用于提升低频增益，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差，R4C4形成一个零点，来提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，R4C4的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5处，约提升相位78度。
2.加大输出电容试下。
先试试吧，看看试验的效果先~呵
这个是电源部分的电路图，出问题时是电流环在起作用，恒流4A，C14，R45的值都调过，没有起色。
今天查了一下，初步确认变压器没问题，将新绕的变压器装在上一版的PCB上测试，纹波要比现在的板子上好的多，初步估计是Layout问题。
多谢jianjun兄的帮助！呵呵~~~
没能帮助到你，还有一个实验，可能的话你试一下，就是你的变压器次级的信号地和大地之前增加一个103左右大小的高压瓷片电容或安规电容试试。
我以前碰到过这种现象，也是100HZ左右的低频纹波有点大，后来把变压器次级和机壳之前接一个103的安规电容就好了，我的机壳是接的大地。
是有可能LAYOUT的问题，主要是如果是LAYOUT问题的话，不好找干扰源，得慢慢找了
我这个应用没有接地线，是两芯插头，机壳是塑料的，不过还是谢谢你！
干扰源找到了吗？是哪里的问题？
还有一个地方你看一下，就是变压器初次级之间的高压瓷片电容或安规电容，你试着减小一点容量或去掉之后测试一下，这里也有可能产生你说的那个现象；
高手能否帮我看看反馈部分，现在一带负载工作在DCM模式，占空比也不对，vor也不对。
（32.2-2.5-1.2)/50，公式里面那个2.5V是怎么得来的，感觉有问题；
R4C4一般取值多少，还是不太会算
R1的取值：R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，假设用PC817A，其CTR(电流传输比)=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6.6/0.8=8.25mA,所以R1的值<=(32.2 -2.5-1.2)/8.25=3.45K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右，431为100mA，所以我们取流过R1的最大电流为50mA，R1>（32.2-2.5-1.2)/50=570欧姆。要同时满足这两个条件：570<R1<3.45K;除此以外，R1的值影响开环的增益，传递函数R1在分母上，
大神帮我看看这个反馈电路有没有问题，我是用KA1M0880B和D92-02做的，输出功率为24V*4A，最大功率时这两个器件温度基本都超过70度
烦请楼主将 AN-25 和AN -35 传上来，我在其官网上没找到 。谢谢！
好的 稍后我看一下不好意思，是我弄错了，是
AN-18- TOPSwitch 反激式变压器结构设计指南
AN-32- TOPSwitch-GX 反激式电源设计方法
你在PI官网上查找AN18，AN32就好了
谢谢！
大神，你这部分，看的不是很懂，虽然以前说过自动控制和信号系统！这部分是不是就是如何使电源更加的可靠？算可靠性分析嘛？ 为什么上分压电阻直接接到431基准端，所以Kfb=1?? 终于完成个基本框架了~休息一下 这个贴必须顶。 热烈欢迎拍砖，呵呵 顶起~附件是这次帖子的设计草稿，直接源文件上传~
一步一步精通单端反激式开关电源设计.docx
感谢无私的分享 分享对自己也是一种总结，挺好的 您好！您的这个文档里好多公式显示不了，您看一下。您可以转化为PDF形式吗？ 本来是转为PDF上传的，但是转PDF后公式显示错乱，所以就上传WORD版的设计草稿了，WORD版的应该没问题呀
这个word有些确实没有公式
楼主不错，肯定是参阅了大量的资料，这需要很多心血。得出了自已的一份非常不错的心得楼主辛苦了！强帖！
大家一起学习~ 看不到公式 大神、能把这个word发给我吗？我在网上下载的、打开总是出错、、谢谢啦、、 谢谢师傅传授知识， LZ好人啊，谢谢分享，刚刚开始学习开关电源，拜读。本主题帖中有关波特图的绘制软件使用是Mathcad 15，由于安装文件有点大，这里就不上传了！
关于步骤12中，计算好了需要外加散热片的热阻后，很多人不知道应该如何选择散热片形状及面积大小，这块我也不是很了解，但是发现可以从专业做散热片网站中，看看他们的散热片热阻和面积的大小关系来选择自己需要的
http://www.aavid.com.cn/zh-hans/product-group/standard
辛苦了，非常好的帖子，很详细！
欢迎一起探讨哈~呵呵 应论坛有人建议，举点实际的例子，毕竟，理论联系实际，更容易理解，晚上准备一下，明天开始“上菜”
步骤1实例：
1.1、流输入最小电压：AC195V，交流输入最大电压：AC265V；
1.2、交流输入电压频率：FL=50HZ；
1.3、开关频率：FS=132KHZ；
1.4、输出电压：Vo=32V；
1.5、输出电流：IO=1.9A；
1.6、电源效率：η=80%；
1.7、负载调整率：SI=±0.2%；
1.8、损耗分配因子：Z = 0.5；
1.9、空载功率损耗：P_NO_LOAD<=800MW；
1.10、输出纹波电压：VRIPPLE<200MV。
这个计算变压器的表格到底是谁发明出来的，好像很多人在用 其实做这个表格很简单的，按照我上面的步骤，将相应的公式填入EXCEL的单元格就好了，只不过这是个苦力活，所以很多人都偷懒直接搜现成的了，呵 好贴，貌似许多涉及到自动控制原理，这个不懂，看来需要补一下。不是电子专业出身，感觉学着有点吃力。谢谢楼主的分享！ 主要涉及的还是模拟电子方面的知识点比较多，真想了解的话就从头开始仔细的看看，有什么问题直接回帖就好了，我会第一时间及时回复的，大家一起学习 楼主太给力了，更新如此之快，大赞！ 给力是必须的，继续更新中，欢迎关注哈 我其实也一直用这个表格在计算，我做的都是小功率的DCM 这个表格还是比较实在，，如果做一个5V10A的，用这个表格算，IP电流就不对了。CCM模式的时候我KRP取0.4 IP电流还是不对。
是的，小功率DCM的比较实在，不过就是表格做的太简单了，我打算抽个时间做个增强版的，把MOS管选型原则，散热片热阻计算，磁芯选择条件，中间变量等等一起整合一下。
修改一下，既可以DCM又可以CCM就好了。 这个是必须的，呵，突然间发现，你也是个夜猫子。。。。电路调试问题总结：
一、解决MOS管温升过高问题
以本主题帖讲解实例为例，实际调试中发现主要的发热源是MOS管芯片、高频变压器、输出二极管。
针对MOS管芯片，实际调试中发现，温升达到了45度，由于TOP246YN提供了两种开关频率，132KHZ和66KHZ，通过改变开关频率为66KHz时，发现效果不明显，于是主要从MOS管的导通损耗入手，将MOS管换成更低RDS的TOP247YN，然后设置降低外部限流点大小后，发现温升有明显改善，最后再适当加大了外部散热片散热面积，最终MOS管温升控制在了25度左右
电路调试问题总结：
二、解决输出整流管温升过高问题
仍然以本主题帖讲解实例为例，调试中发现输出二极管，温升达到了42度，由于第一次样机使用的是TO220封装的MUR1060二极管，导通压降约1.1V，后来改为导通压降约0.7~0.8V左右的MBR10200，再将TO220散热片改为宽体的散热片，输出整流管温升等到明显改善，最终输出整流管温升控制在了22度左右
电路调试问题总结：
三、解决上电时输出过冲幅度太大的问题
在测试输出过冲幅度指标时，发现上电时输出过冲幅度有点大，超出了后级供电模块的安全电压，分析原因可能是系统反馈环路的动态响应太慢造成的，于是从TL431反馈环路入手，通过改变TL431反馈环路中的零极点位置及大小，可以明显改善上电时输出过冲幅度太大的问题。改善后，输出电压平稳上升至输出电压大小后稳定输出，我过冲现象
电路调试问题总结：
四、解决输出电压100HZ工频纹波太大的问题
测试输出电源纹波时，发现100HZ工频纹波比较大，进行了以下试验：
1.增大输出电解电容容量，选用更小ESR的电解电容，测试结果无明显改善；
2.增大输入电解电容的容量，测试结果无明显改善；
3.增加反馈环路的直流增益，以增加低频段增益，测试结果无明显改善；
4.在输出电压地和机壳地之间接一个103大小的Y电容（机壳地接大地），测试结果100HZ工频纹波得到明显改善，基本上可以控制在输出电压的0.5%~1%；
喜欢这样的总结。 我也喜欢这样的总结电路调试问题总结：
五、解决高频变压器温升过高问题
测试时变压器温升时，发现变压器表面的温升达到了50度，这样一来很难满足85度工作环境下的应用需求，进行了以下试验：
1.更换磁芯材料，最初选用的是PC40材质的磁芯材料，后更换了PC44材质的磁芯材料，测试结果有轻微改善；
2.为了减小趋肤效应带来的影响，增加了绕组并饶的股数，测试结果有轻微改善；
3.PCB板上变压器的焊接引脚全部加大铜皮表面积并露铜处理，测试结果改善不明显，但有轻微改善；
4.PCB板上变压器下方开槽处理，增加变压器上下空气对流速度，测试结果改善不明显，但有轻微改善；
经过以上综合处理后，变压器温升得到一定盖上，现基本上能控制在40度左右；
电路调试问题总结：
六、提高开关电源效率问题
测试电源效率时，发现效率为85.3%，虽然这样的效率已经可以适合产品应用了，本着精益求精的原则，做了一下试验：
1.反馈比例分压电阻最初用的37.4K和3.19K，现在保持分压不变，改为73.2K,6.19K;
2.去掉了电源输出指示灯电路；
3.再不影响环路稳定性的前提下，适当减小环路直流增益；
4.输出二极管采用低压降，高反向耐压的快恢复二极管，同时在保证二极管反向耐压的前提下去掉了输出二极管两端的RC吸收电路；
5.合理调试初级绕组的RCD钳位电路参数，避免不必要的能量吸收；
经过以上试验后，电源效率有所改善，目前已提高到了87.6%。
楼主，个人觉得像MOS管，整流二极管，滤波电容，变压器的温升T应该是由产品的使用寿命来决定，需要在设计时同时考虑它们的使用寿命是否一致，以达到最优设计的目的，还有就是变压器的表面温升是50K，是否还需要推导出变压器内部的温升是多少？ 大师 哪一个表格啊 可不可以发一份给我啊 531274052@qq.com 现在还在整理中，主要这几天经常出差在外，没时间去弄，等空下来了完善好会在这里开源的 那一个表格啊 可不可以发一份给我啊 531274052@qq.com 其实表格只是把帖子中的设计公式整理一下，方便计算，更深层次的原理建议还是看帖子比较好 你有空可以先看看帖子，等整理完了我会及时在帖子下更新的
附件是TDK磁性材料与骨架参考资料
TDK磁性材料与骨架参考资料.pdf
附件是本次主题贴实例讲解中的“SCH设计源文件”，其中源文件使用的是PADS 9.5软件画的，已导出PDF版本~详见附件压缩包
SCH设计源文件.rar
给自己加加油~ 这两天看看有空写点PCB LAYOUT方面的东西 完善一下表格公式，CCM模式那块，坐等 其实不用刻意考虑CCM还是DCM，设计的时候将DCM作为CCM的一个极限情况去考虑就好了 这两天一直在外面，等过两天空下来了继续开工更新
附件是常用的波特图绘制软件MATHCAD15，个人觉的还不错，在反馈环路稳定性环节，涉及到波特图相关的知识时用这个绘制比较方便，已在WIN7 64位电脑上安装通过，由于文件太大，直接上网盘：
链接：http://pan.baidu.com/s/1c01y4rI 密码：sm0l
附件是本人入门单端反激式开关电源时使用的PI公司的一款开关电源设计软件PIExpertSuiteSetup64，觉的挺不错的，特别是对于入门的工程师来说，作为一个参数校验的工具是再好不过了。已在WIN7 64位电脑安装通过，文件太大，上网盘：
链接：http://pan.baidu.com/s/1eQyCCiI 密码：56ls
这个是破解的吗？还是免费使用的那。 具体忘了，好像一个是官方直接下载的免费版，不需要破解，另一个直接就是破解版，已经在WIN7 64位电脑上验证通过都可以用。 这个好给力，好人一生平安！ 大神，你好，有没有pcb的源文件啊，发个照片上来也好啊
投票正式开始，投出的每一票都至关重要，最终大奖花落谁家?我们拭目以待...扫描
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该参赛作品编号为NO.41
果断扫描 别忘更新哦~等着看呢~电路调试问题总结：
七、解决变压器高频啸叫问题
在进行各种理论计算完成后，就开始联系打样变压器，为了方便调试中对变压器参数进行改装，特意联系了供应商打样了两种规格的变压器：一种浸过绝缘漆的，一种不做浸漆处理。调试中发现工作过程中电源板有几KZ左右的高频啸叫声，进行了以下试验：
1.调试反馈环路参数，确认环路参数设计合理，调试过程中高频啸叫声一直存在；
2.测试MOS管开关DS波形及输出波形，以确认设计参数是否合理；
3.将部分陶瓷电容全部更换为插件点解电容，以排除陶瓷电容的压电效应产生的啸叫；
4.更换浸漆处理和未做浸漆处理的变压器；
5.改变MOS管开关频率，啸叫声有所改善，但无法彻底解决；
经过以上试验发现，更换浸漆处理过的变压器后，啸叫声基本上没有了，初步判定是由于变压器线圈的高频振荡引起的啸叫
我也感觉浸漆是有必要的，我曾经设计一个变压器，就一直有啸叫声。不过我有些不懂，浸漆是浸什么漆？自己手动缠绕的怎样解决？我是电源小白，愿请解答，谢谢！！
我最近在做一个锂电池充电器，特别是反馈，一直搞不太明白。看了你的文章，感觉受益匪浅，希望有时间和你继续交流
帮顶起～～ 一有新的思路会马上更新的，呵呵 这是最强的 我是工程师 帖子 努力成为最强的“我是工程师帖子”，大家一起进步~八、以初级峰值电流为例验证设计裕量的重要性
本次试验以TOP246Y芯片为例，从初级峰值电流的角度验证设计裕量的重要性。
由于TOP246Y芯片具有限流保护功能，当外部峰值电流大于ILIMIT时TOP246Y芯片会进入打嗝式重启保护模式。
实验时，设计需求按输出32V,2.5A输出需求进行设计，其他部分设计需求同本主题帖实例，理论计算时，满载输出条件下初级峰值电流应该是2.35A（具体不清楚了，大概这个值），理想情况下IP=2.35A< TOP246的最低限流保护点2.44A，芯片不应该进入打嗝式重启保护模式。但实际情况是：5台开关电源中有3台在常温老化时进入了打嗝式重启保护模式，降低输出功率或更换更高ILIMIT的TOP247Y后，故障解除。
故障分析，本次设计的IP=2.35A是按理论计算的数据，由于在实际设计中变压器的制作工艺，电路实际误差等因素，实际设计的IP不一定为2.35A，有可能已经很接近MOS管芯片的临界点了，由于手头上没有电流探头，所以没有测试实际IP为多少。
试验目的：本次试验的主要目的只是为了说明在理论计算设计开关电源时，最好预留充足的设计裕量，特别是在手头上测试仪器不完善的情况下，建议在理论计算值的基础上预留设计裕量，这样才能确保设计的可靠性，当然，手头测试仪器完善的情况下，可以在实际在调试完善设计参数。
不敢说是最强的，但如果说这是有关反激式开关电源设计入门的帖子中讲解的最透彻的还是有底气的看球休息之余继续写点~
九、关于SOT-23封装和TO-92封装TL431使用心得
最初选型TL431封装的时候，为了方便生产工艺，选择了SOT-23封装的TL431，调试过程中也没发现什么问题。于是第二次样机的时候继续保持使用SOT-23封装，由于样机数量不多，临时安排了生产线上的工人帮忙焊接，元器件暂时用第一次样机板子上的元件，这下问题来了，生产线上的个人不会使用烙铁取元件，使用的是热风枪，结果最终调试板子的时候发现，5块电源板其中有4块输出只有15V左右（实际需求为32V输出），最后找到问题这4块全部都是因为TL431坏了，重新更换后全部OK。
原因分析：可能是生产线上工人用热风枪吹TL431的时候温度控制不好，导致TL431损坏，但是之前TO-92封装的也没有出现过类似问题，怀疑SOT-23封装TL431结点温度之类的可靠性没有TO-92封装的好。
解决对策：后续量产果断改成了TO-92封装的TL431，至今未发现任何问题。
十、最坏条件测试一——最大漏极电压
在进行电源设计时，所有的设计均应进行校验，以确保在最坏条件下不超过元件指标，首先进行如下测试：
最大漏极电压测试
测试条件：检验峰值最高输入电压和最大过载输出功率时，VDS是否超过MOS管规格书中（VDSS-25V）大小。当输出过载到电源即将进入自动重启动状态时的功率即为最大过载功率。
测试目的：是为了保证在最坏条件下最大漏极电压不超过MOS管芯片的VDS电压以致损坏MOS管。
十一、最坏条件测试二——最大漏极电流
在进行电源设计时，所有的设计均应进行校验，以确保在最坏条件下不超过元件指标，其次进行如下测试：
最大漏极电流测试
测试条件：在最高环境温度、最高输入电压和最大输出负载情况下，观察启动时的漏极电流波形，检验是否出现变压器饱和的征兆和过多的前沿电流尖峰。
测试目的：防止最坏情况下变压器饱和或初级峰值电流超过MOS管芯片流限值而进入重启保护模式
十二、最坏条件测试三——主要功率元件热检查
在进行电源设计时，所有的设计均应进行校验，以确保在最坏条件下不超过元件指标，最好还应进行如下测试：
主要功率元件热检查
测试条件：在最大输出功率、最小输入电压和最高环境温度条件下，检查主要功率元件如MOS管芯片、变压器、输出二极管和输出电容是否超过温度指标。
测试目的：防止主要功率元件在最坏情况下因超过温度指标而损坏器件、影响元件寿命或进入保护模式。
原本打算写点反激式开关电源PCB LAYOUT专业性方面的东西，结果发现网上很多这方面的资料，所以想想还是写点技巧性方面的注意事项好了
PCB LAYOUT技巧一：关于浪涌防护电路
浪涌防护电路主要是保护电路在浪涌能量信号的干扰下不损坏后级电路的元件，以交流220V输入电压为例，大多数的防护电路都是在L、N之间，L、N对大地之间接一个470V或560V的压敏电阻，但这样有一个弊端，压敏电阻的使用寿命会和他吸收能量的大小还有次数有关，当交流输入电源的电源质量很差时，电源中的瞬态脉冲信号会经常击穿压敏电阻，从而严重影响压敏电阻的使用寿命，所以在这里建议使用一个压敏电阻和气体放电管串联的方式来进行保护，具体的压敏大小和直径大小要依据具体的输入电压应用场合和需要防护的浪涌能量等级进行选择。
PCB LAYOUT技巧二：关于L和N走线层的建议
很多工程师在PCB布线时，只要满足电气性能和EMC要求，基本上很少区分PCB顶层和底层的走线。这里个人建议，在满足电气性能和EMC等基本要求的前提下，建议走线时L（火线）线走底层，N线（零线）走顶层。原因是为了防止调试时仪器或人本身容易触碰到顶层的走线而引起安全事故。当然这里纯属个人建议
PCB LAYOUT技巧三:关于散热片下方走线时建议打白油处理
当然这里不建议散热片下方走线，原因是散热片一般是和功率元件的某个电气引脚连接的，而散热片在安装时很容易刮破散热片下方的铜皮走线，一旦在潮湿环境下很容易发生电气连接上的短路现象，实在受其他因素影响要在散热片下方走线时，建议在散热片下方的走线区域打上白油，这样可以起到一定的保护和绝缘作用
PCB LAYOUT技巧四:关于用多个元件串并联代替单个元件的建议
在对成本和体积不是要求很高的场合，个人建议设计时用多个元件串并联代替单个元件：
例：
1.初级RCD吸收电路中的电阻R，个人建议设计时预留两个电阻R的位置，一方面方便调试，另一方面也为电阻的功率裕量预留了更大的空间，增加了可靠性；
2.预留多个输出滤波电容的位置，一方面多个输出滤波电容并联，可有效减小输出滤波电容的等效ESR，另一方面，增加了输出滤波电容的纹波能力，增加了电路设计的可靠性；
3.反馈分压电阻建议使用多个电阻串并联的组合，增加电路设计的可靠性；
PCB LAYOUT技巧五:建议设计时预留关键测量信号的测试点
设计时，建议预留关键测量信号的测试点，个人建议按如下原则：
1.如果只是为了工程样机时的测试，个人建议预留通孔式的测试点，这样方面测试时万用表和示波器探头的插入，不会出现测试时误碰到其他地方引起烧机现象；
2.如果是为了量产时生产线上的工装夹具测试，建议预留单面的非通孔式的测试点，方便工装夹具的顶针测试；
PCB LAYOUT技巧六:建议通用件至少预留两种通用封装
建议设计时对于常用的通用元件至少预留两种封装设计。
例：
电解电容预留两种封装设计的主要目的是因为，电解电容同一容量、耐压规格的型号会存在多种脚间距或本体直径高度的现象，预留两种封装的好处是调试时可以灵活更换型号或部分关键电容供货周期太长需要更换型号时方便灵活变更；
散热片的类型也有很多种，有铝型材的，翅型的，还有压铸型的，设计时最好综合考虑可能需要外加的散热片的体积大小，到时候灵活使用；
功率电阻有大体积封装的，也有小体积封装的，如果预留了兼容两种封装的话，就增加了购买元件的方面性
PCB LAYOUT技巧七：对绝缘耐压有要求的场合或大的功率元件下方PCB板建议间隔性开孔处理
1.首先，对于绝缘耐压有要求的场合，PCB板上开孔可以降低隔离两端信号的介电常数，增加绝缘；
2.其次，大的功率元件下方PCB板上开孔，其主要目的是为了增加大功率元件上下之间空气的对流，以减小功率元件的温升；
但是有一点需要注意，当在PCB板需要开一个很长的槽孔时，建议分段开孔，这样做的目的是为了加强PCB开孔处的韧度
PCB LAYOUT技巧八：正确选择单点接地
通常输入滤波电容公共端应是初级回路其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。
做不到单点时，尽量接在比较集中的一块铜箔处。尽量加粗接地线 若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，如有可能，接地线的宽度应大于3mm，也可用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用，当接地线的宽度无法做到很宽时，建议在制作PCB的时候将PCB铜厚做成2OZ，3OZ，同时做露铜处理，待生产时对露铜出做加锡处理。
PCB LAYOUT技巧九：增大功率元件引脚的焊盘面积大小
在完成开关电源的PCB LAYOUT后，建议专门针对功率元件引脚的焊盘进行补铜加大处理，并根据实际情况做露铜处理，这样做的目的有两个，一方面，大的铜皮焊盘对功率元件的散热有一定作用，另一方面加大焊盘铜皮对焊盘引脚的牢固性也有好处，可防止维修调试时烙铁温度掌握不好而导致焊接元件时掉铜皮的现象
继续~持续更新
十四、关于变压器开气隙位置的建议
变压器开气隙位置：边柱开气隙或中柱开气隙。
1.边柱开气隙，好处是每个气隙比较小，约等于中间开气隙的高度的一半就可以的，因此气隙引起的扩散磁通效应就比较小，从而有助于降低绕组涡流损耗，但是在边柱开气隙，磁场会扩散到周围的空间，会造成近场辐射和近场耦合。因此对EMI要求不高的场合，可以考虑边柱开气隙；
2.中柱开气隙，由于气隙磁场被绕组包住，因此没有近场磁场扩散的问题，但是中柱开气隙的话气隙高度相对边柱的话就比较大，引起的扩散磁通效应就比较大一点，绕组涡流损耗也会相应增加。
个人建议采用中柱开气隙的方法。
十五、关于变压器开气隙方式的建议
变压器开气隙方式一般有两种方式：垫绝缘纸和磨磁柱开气隙
1.垫绝缘纸：垫纸必须在磁路的中心和边缘都垫，优点是容易控制间隙的距离，生产工艺会因此简单化，且方便调试时灵活变更气隙厚度；缺点是气隙很小时不好控制垫纸厚度，并且垫纸漏磁也会稍大；
2.磨磁柱开气隙：是磨床磨出来的，可以只磨心柱，这样漏磁稍小，优点是参数比较稳定，气隙厚度不会受温度或磁芯压缩强度的影响。缺点是气隙一旦磨出，不方便修改其大小，另外数量太少的话，很多厂家不事很愿意磨，自己磨则相当困难，不容易保证气隙均匀一致，同时也会存在气隙很小时不好磨的问题。
个人建议调试或数量比较少的时候采用垫绝缘纸的方法就可以了，数量比较大时采用磨磁柱开气隙。
白油怎么设置那？ 白油就是PCB板上的丝印层，在LAYOUT软件中，用2D线或铜皮放在丝印层都可以是白油信息
十三、对制成成品后的开关电源板进行三防漆喷漆工艺处理
对于基本功能调试完成后，准备进行老化试验的开关电源板，建议对板子上的表贴元件及露铜焊盘处进行三防漆喷漆工艺处理，这样做的目的是为了防止元器件在高温高湿等恶劣环境条件下出现老化而导致元件参数的变化，另一方面，喷漆也增加了元件之间的绝缘强度。这里有一点需要注意，对于功率元件，个人不建议做喷漆处理，因为喷漆后对功率元件的散热性能会有一定影响。
等待跟新 哈哈，有点追剧的赶脚
十六、关于匝比不变的情况下增加和减少变压器匝数的影响
保持匝比不变的情况下，增加或减少变压器绕组匝数主要会产生以下影响：
1.匝数越多，匝间电容、线圈之间的电容越大，但初次级之间的耦合更紧密，漏感越小；反之，漏感越大；
2.匝数越多，需要的绕组导线的长度变多，变压器的铜损越大；反之，铜损越小；
3.匝数越多，磁芯交流工作磁通密度越小；反之，磁芯交流工作磁通密度越大，磁芯更容易进入饱和；
4.匝数越多，增大了磁芯的体积、绕制工艺以及漆包线用料和成本；
5.匝数越多，磁芯里面的励磁电流增大导致磁芯损耗增大；
关于匝比不变的情况下，匝数的多少需要结合多种因数综合考虑。
反激式开关电源设计时，一般都会有反射电压VOR这个参数，而大部分的应用中都只是简单的建议反射电压的选择范围，而并没有解释清楚为什么反射电压推荐在这个范围内，下面就来讲解一下为什么大部分的应用中推荐的反射电压的选择范围是85V到135V之间。
十七、从开关应力角度深入理解反射电压VOR的选择范围
首先，假设交流输入范围AC195V~AC265V，输出VO=32V，输出二极管正向压降VF=0.7V，开关MOS管BVDSS=700V，输出整流二极管反向电压VD=200V，变压器匝比为N，反射电压VOR=N*(VO+VF)
但开关管关断时，考虑开关管预留10%的开关应力，则
BVDSS*0.9 > 1.4*1.5*VOR+VMAX=1.4*1.5*N*(VO+VF)+VMAX
→N < (BVDSS*0.9-VMAX)/(1.4*1.5*(VO+VF))=(700*0.9-375)/(1.4*1.5*(32+0.7))=3.71
但开关管打开时，考虑输出整流二极管预留10%的开关应力，则
VD*0.9>VMAX/N+VO
→N >VMAX/(VD*0.9-VO)=375/(200*0.9-32)=2.53
→2.53 < N <3.71
综上，由于VOR=N*(VO+VF)，则有
2.53*(VO+VF)< VOR <3.71*(VO+VF)
→82.7< VOR<121.3
到这里，相信大家应该从开关应力角度理解了反射电压VOR的选择范围
由以上分析可知，单纯考虑MOS开关管和输出整流二极管的开关应力的前提下
反射电压越大，即匝比选择越大，对MOS开关管的BVDSS要求越高；
反射电压越小，即匝比选择越小，对输出整流二极管的反向耐压VD要求越高。
十八、关于工程上磁芯开气隙的大小建议
步骤十八中有提过，工程上开气隙时，Lg的范围：0.1mm<=Lg<=2mm,这里在进一步细化一下，
1.气隙的最小厚度仍然是0.1mm，太小的气隙厚度很难满足变压器的可制造性标准，并会导致较大范围的元件特性和容差变化；
2.气隙的最大厚度建议不超过磁芯横截面尺寸直径的1/11，如果气隙附近边缘效应非常显著，可能导致高漏感及高箝位损耗，因而会降低效率。
所以磁芯的最大气隙厚度和所选磁芯的中柱直径直接相关了
十九、关于峰值磁通密度验证时的大小建议
在理论设计完成后，需要对计算的参数进行验证，其中有一项是峰值磁通密度的验证，很多MOS管芯片规格书中都只是给出了推荐的最大峰值磁通密度，工程上一般的经验是这样的：
1.最大峰值磁通密度建议不要超过MOS管芯片规格书给出的推荐建议值，例如PI公司的TOP246芯片，建议的最大峰值磁通密度大小为4200高斯，一旦超过了给出的建议值，变压器磁芯可能出现饱和现象，并且可能损坏MOS管芯片。这种最差条件下会出现在启动或过载/短路、高压交流输入和最高额定环境温度下。遇到这种情况，可通过以下几种方式进行优化：增加磁芯尺寸或磁芯截面积、增加初级绕组和次级绕组圈数、选择较小规格的MOS管芯片等。
2.最小峰值磁通密度，工程上建议不要低于0.1T，一旦低于0.1T，变压器设计就不是成本性能等综合因素的最佳化设计，遇到这种情况，可通过减小磁芯尺寸、减小初级绕组和次级绕组圈数、减小电流波形系数等方式进行改善。
二十、关于计算绕组匝数时使用的最大交流工作磁通密度BM和最后设计验证时验证的BM的关系
以162楼计算结果为例，这里假设最大交流工作磁通密度BM=0.2T，计算出来的初级绕组匝数=24匝，然后后面167楼验证了3000≥BM≥2000符合设计要求。这里有人会问了，你前面计算的时候选的BM=0.2T计算出来绕组匝数后，然后用这个绕组匝数返回来验证BM是否符合3000≥BM≥2000，这不是多此一举吗？
是这样的，这里前后的两个BM应该要区分开来，
首先计算绕组匝数时的BM是我们选定的一个初步计算值，一般过程上建议选择0.2T~0.3T，也可以是K*(BS-BR)，这样计算出来的绕组匝数还需要用来验证后面的变压器工艺是否绕的下，变压器气隙厚度是否符合设计要求等，一旦验证不通过时，就需要通过改变绕组匝数大小来满足变压器工艺要求，这样再用最后确定下来的绕组匝数返回来验证实际工作的最大交流磁通密度BM是否合理。
所以说，计算绕组匝数时用的BM只是一个初步选定值，验证时的BM才是最终实际工作的BM值。
二十一、关于选用绕组线径大小和绕组股数层数的建议
在选用绕组线径大小和绕组股数层数，个人建议的方法：
1、先根据开关频率FS确定单股可用的最粗线径大小；
2、根据最大电流密度确定单股等效最大线径大小；
3、根据步骤1和2确定了可用单股等效可用线径的大小后，再通过反复堆迭验证绕线股数和层数，这里个人建议在EXCEL里做几个简单的计算公式，以方便堆迭设计时反复验证。
二十二、关于计算初级绕组电感量时使用储能方程式还是脉动电流方程式的问题
目前计算初级绕组电感量的计算公式主要有两种：储能方程式计算和脉动电流方程式计算；
储能方程式：
脉动电流方程式：
其中，储能方程式考虑到了电源效率和损耗因子，比较接近实际情况，但考虑到不同效率和损耗因子情况下计算出来的电感量会有一定的偏差，所以这里个人建议，在计算初级绕组电感量时用储能方程式计算，待计算完成后可考虑用脉动电流方程式进行简单的验证，实际取电感量大小时，可综合两个计算公式计算出来的值，最后在实际调试中进行优化。
实验过两种计算公式不同设计需求时计算出来的初级绕组电感量还是有一定的差别，有空我再好好研究一下哪种模型更接近实际情况 请问版主，式中Z代表什么呀？KP是不是磁芯参数？FS是频率吗？ 请问一下式中0.9是怎么来的？1.4和1.5是什么取值？ 不理解楼主说的“1.匝数越多，匝间电容、线圈之间的电容越大，但初次级之间的耦合更紧密，漏感越小；反之，漏感越大；”这一条，我之前测试的在原边电感量相同的情况下，匝数越多，漏感越大啊？漏感应该也和匝数平方成正比吧 这个是有问题的？！ 你好，版主，你的这项实验的最高环境温度，是指产品有可能工作的环境温度呢，还是人为设定一个苛刻的温度值。 不是思议，还用插件的 贴片加工应该不会有这些问题了 感谢楼主，好帖啊 大家好才是真的好 **此帖已被管理员删除** 上传点你们公司的变压器设计验证的资料呗
这几天正在根据本主题帖的步骤整理
EXCEL格式的“反激式开关电源电子设计表格旗舰版”
表格中有很多地方目前仍在持续更新中，包括表格的样式，CCM模式暂时还未考虑进来，各种损耗部分暂未添加等等，后续有时间持续更新，先让大家尝个鲜
，也顺便一起验证一下。
希望能制作一份全网络最流行的“反激式开关电源电子设计表格”，我会一步一步朝着这方面努力，表格也会持续更新 先不说了，直接上干货反激式开关电源电子设计表格旗舰版（持续更新中）.xls
这个表格可是花了好多心思整理的，希望大家猛烈拍砖和认真验证下
严重支持~ 有支持就有动力 该表格目前只适合DCM模式使用，所有参数均已在 PI EXPERT软件中加以验证目前发出来是想先让大家尝尝鲜，待更新的部分有：
1.表格中145行以后的部分正在抓紧整理和验证，这部分大家先暂时不要参考；
2.待整合兼容CCM模式；
3.待增加各个重要部分损耗参数；
4.待增加初级RCD钳位电路参数计算部分；
5.待增加次级RC吸收部分参数计算部分；
6.待增加输出电容选型部分；
7.待增加反馈环路参数选择部分；
8.待增加表格样式的美观化整理；
9.待增加。。。
既然想做旗舰版，应该还有好多好多待增加的部分，后续慢慢来，也希望大家多提意见~
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.0，修正内容：
1.初级绕组导线线径、股数及绕线层数的选择；
2.次级绕组导线线径、股数及绕线层数的选择。
见附件。
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算公式V1.0.xls
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1---2015-05-30
修正内容：
表格现有功能包括次级绕组相关、变压器能否绕制判断等进行完善。
待更新功能（持续更新中）：
待整合兼容CCM模式；
待增加各个重要部分损耗参数；
待增加初级RCD钳位电路参数计算部分；
待增加次级RC吸收部分参数计算部分；
待增加输出电容选型部分；
待增加反馈环路参数选择部分；
待增加表格样式的美观化整理；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1.xls
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1与PI EXPERT设计结果对比（DCM模式）
PI EXPERT设计结果：
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1与PI EXPERT设计结果对比（DCM模式）
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1设计结果：
”一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.1“与”PI EXPERT“设计结果基本上比较吻合，正在一步一步细化和验证中，最新版本会及时发布。
建议考虑，把变压器设计参数放在最前面，按步骤来，，其他的可以放在后面。毕竟变压器参数出来了，其他选型都基本上出来了，最终以实际温升重新评估选型。，最重要的就是温升过不了的时候需要反复的计算变压器优化参数提高效率。，比如可以把磁芯骨架选项放在前面，只是个比喻而已，仅供楼主参考，实际其他选型，跟成本，温升，体积都有关系，需要进一步装机调试点温度才能确定，所以建议考虑放在最后面，在此之前需要不断优化变压器参数进行验证。 如果是推三极管的，就不需要MOS那项了，RCC呢，所以原件选型建议放最后，每个公司的IC外部计算多少有点误差，不能按完全按照PI芯片计算，比如每个公司的IC OCP 过流阀值都不一样 还有电容那个参数，我刚试了一下 做个11W的，实际电容19UF 用表格就是计算不出来。容量下不来。不知是什么原因，望楼主检查，，以上纯属个人建议。。随时关注楼主更新。制作这表格确实花了不少心思，楼主辛苦了初步原型是以MOS管控制芯片为基础的单端反激式开关电源设计，待这块功能和性能完善后，再考虑把RCC控制，单端正激，双管推挽等其他拓扑考虑进来，
呵，会一步一步考虑进来的
至于你说的 “我刚试了一下 做个11W的，实际电容19UF 用表格就是计算不出来”，是这样的
这里电容的确定有两种方式，一种是先确定设计的最低直流输入电压，然后根据最低直流输入电压大小计算出所需要的电容大小；另一种方法是先估算电容大小，然后选择一个规格比较接近的常用型号，最后通过所选择的电容大小来计算最低输入直流电压。
表格中是这样计算电容的：
分宽压输入和常压输入两种情况，如果是宽压输入，输入电容大小就取输出功率的2.5倍，如果是常压输入，就取输出功率的1.2倍。当然这只是理论计算出来的推荐值，最终还是会根据实际情况由用户输入一个实际选定值，后续的所有计算都是基于这个实际选定值的
恩，你的建议挺不错的，可以考虑，不过暂时我打算先把重心放在参数设计的正确性和表格功能的完善性上，待这些都整理的差不多了，就开始在步骤格式上进行优化，先收纳下你的建议了一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.2---2015-06-01
修正内容：
增加设计警告突出显示功能，例
待更新功能（持续更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各个重要部分损耗参数；
3.待增加初级RCD钳位电路参数计算部分；
4.待增加次级RC吸收部分参数计算部分；
5.待增加输出电容选型部分；
6.待增加反馈环路参数选择部分；
7.待增加表格样式的美观化整理；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.2.xls
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.3---2015-06-01
修正内容：
修正了部分参数设计时的BUG
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.3.xls
楼主讲了那么多,主要还是介绍PI芯片,其实PI公司的芯片对于大多数市面上的小功率开关电源并不适用,第一是因为价格,第二是因为备货周期.市面上区区一个小功率反激式的开关电源价格只要8-9元,而PI公司TOP系列的芯片就要7-8元,这个成本是限制PI公司的芯片在小功率开关电源发展的最大因素.
另外楼上讲解的PI公司的开关电源的计算其实不需要这么多篇幅,只需要将PI公司的技术手册上传一份就行了,另外最快的使用PI公司芯片的方法是使用PI公司自己开发的PI开关电源设计软件就行了.PIExpert_设计指导.pdf
%20%20PI公司的开关电源设计软件有一定的局限性,它只能设计小功率的反激式开关电源,对于大功率的正激式以及推挽式开关电源,只能是爱莫能助.PI公司的开关电源设计软件名称为PIExpertSuiteSetup,大家百度一下就知道了.
%20%20楼主如果想帮助更多的菜鸟学习开关电源,最好还是讲解一下市面上常用的UC系列以及LD系列的电源管理芯片如何使用的,以及怎么样套用反激式开关电源的计算公式.我再上传一份网友根据<精通开关电源设计>一书写的开关电源设计软件SMPS,SMPSKitV8.5.rar
%20%20楼主,建议你像新月GG,wangchuangchu,以及乐工那样上点真正的干货,解读一份技术手册意义不是太大.
另外还有一个疑问,我一直放了很久,就是PI公司技术手册中的计算公式和很多书籍上的计算公式计算下来偏差很大,如果电源管理芯片不使用PI公司的话,我一直都采用书籍上的推荐公式结合自己的经验,不知道楼主有没有验证过我上面的问题,看你把PI公司的技术手册玩的很溜,不知道能不能给个说法.谢谢 我初步验证了下，PI公司技术手册中所用到的计算公式基本上都是开关电源里用到的通用公式，计算时会有小的偏差，但都不会很大，对于个别重要的参数，我从各个角度去验证过，写这篇主题帖时，将各个公式详细讲解推导过程的主要的目的也是想那些刚入门反激式开关电源的人不要束缚在PI的框架里，要真正掌握各个工作过程中的精髓，至于cjhk兄所说的如果换成其他公式的电源管理芯片，是否有一个通用的平台来计算呢，我目前正在做这个整合工作，只是最近比较忙，再加上整合时关联的因素实在太多，所以还是需要点时间的呵呵%20是这样的，这篇主题帖本来就是分析小功率的反激式开关电源设计方面的，暂时还没涉及到正激及推挽式的拓扑，后续有时间我会好好研究一下。
本主题讲解的主要目的不是为了讲解PI公司的芯片而讲解，更多的是想以这个入门，讲解反激式开关电源设计过程中很多计算公式的推导过程，计算过程中需要掌握的基础知识以及设计过程中需要考虑的综合因素。用PI%20EXPERT软件做对比，只是为了更好的去验证主题帖中涉及到的理论知识和实例。简单的说，是想通过这篇主题帖授之以渔，而不是简单的发个公式授之以鱼
LZ、对于我们这些入门、你写的、已经很棒了、最起码花了那么多心思、、多谢了、、、顶你、、、楼主对反馈环路部分的讲解还是不错的。
呵呵%20多谢支持！您好，不知怎么感觉开关电源要学的东西太多了。
开始写这个帖子的时候我也没感觉要写这么多，写着写着就这么多了，呵%20开关电源要学的东西还是挺多的，不错只要掌握了最基础的知识后，后面的路就会轻松很多的
开关电源学习过程中很多疑惑，每本书讲原理倒大同小异，但公式各不相同，真的不知所从，还请指点迷津，说说过来人的心得体会。 帮忙顶一个，等待更新！
当初学习开关电源的时候确实也有很多的疑惑，最重要的心得体会就是永远不要停留在想的层面，想到什么就去验证自己的想法，只有你去做了，才会有真正的收货，尤其是对于开关电源这种对实践要求很强的技术来说，动手很重要。
至于计算公式，我觉得lxd626794倒不必太纠结这个，虽然各个书本上用的计算公式各不相同，但基本上都是同一个基础公式演化而来的，只要掌握了最基本的电路原理和最基本的电路公式，其他的就灵活运用就好了。另外，如果感觉这篇帖子写的不错，方便的话帮忙在投票区投个票，谢谢了
%20
好的，待会马上去投票。这两天都在看你的贴，受益良多。昨晚还看到凌晨3点多，有的地方看一两遍还没看懂，不过书读百遍，其义自现，多看几遍就好了。看你这水准，入行很久了吧，我都入这个行业三年了，感觉连门都摸到。 多谢支持，有不清楚的地方直接留言就好了，我们一起探讨学习，大家共同进步哈 好的，投了你10票，加油！ 多谢，我现在也还在继续深入研究反激式开关电源，还有很多的的地方需要学习，我们一起交流 主要是请多多指教。另外别的拓扑也发些贴子好。 恩，等过两天出差回来后会继续更新帖子的~暂时先把反激式弄的差不多后会考虑写些其他拓扑的帖子的 繼續加油，我投你10票。
多谢支持，%20等出差回来后继续更新~加油加油
楼主你好，我在问题是这样，如图是用TNY275PN的方案做的一个开关电源，设计的输出为5V输出，但是在几次的测试中，发现在基本每次都是工作两天后，发现板子指示不亮了，刚开始还以为是板子短路了，TNY275自动保护了，因为重新上电后，又可以正常工作，但是最近在发现板子指示灯不亮了，通过万用去测输出，发现只有不到1V的电压。但是重新上电后，又会恢复正常，所以借此向你请教？感谢！对于此原图，实际做板时，只有两个元件参数不一样（因为手上暂时没有，所以用现成的替换），一个是RF1 改成了10欧1W，L3 用的是1mh 0.4A的工字电感
没遇到过这样的问题，会不会是设计变压器的时候设计裕量预留不够呢，导致MOS管芯片进入打嗝式重启保护了 您好，看到您这篇写这么专业，我们公司想定制一个开关电源，想和您联系，方便告知联系方式吗 这下过年回家有的学习了！楼主辛苦了 写帖子、制作Excell表格需要耗费大量时间，楼主太牛X了！顺便问一下，多路输出应该怎么设计？磁芯应该要重新设计吧？其它路输出绕组怎么设计？ 帖子技术难度不高，但是工作量确实是巨大的。。。 多路输出和单路输出原理上是一样的，首先确定一个主输出绕组，磁芯这块不用太大变动，因为磁芯主要按输出功率和开关频率进行选择的，其他绕组的话按确定的反射电压和初级绕组进行匝比换算就好了
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.4---2015-06-05
修正内容：
修正了部分参数设计时的BUG
修正了表格输入变量、中间变量、输出变量的颜色突出显示
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.4.xls
灰常感谢LZ，搬个小马扎，慢慢听课。 好贴，先顶个再细看！ 多谢支持，如果感觉这篇帖子写的不错，方便的话帮忙在投票区投个票，谢谢了，呵继续优化：
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.5---2015-06-05
修正内容：
优化了磁芯选择时的选择原则；
优化了表格显示方式；
优化了部分设计参数；
对比网上流行的主流变压器设计软件进行参数确认；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.5.xls
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.6---2015-06-05
修正内容：
增加了输出整流二极管的选择原则的判断；
增加了输出滤波电容的选择原则及判断；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.6.xls
下一步计划把初级RCD钳位电路的参数整合进来！ 巴萨太棒了，简直是一群魔鬼， 巴萨不是魔鬼，梅西才是魔鬼
等待更新，楼主加油
继续优化：
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.7---2015-06-09
更新内容：
增加了初级RCD钳位电路参数计算部分
待更新功能（持续更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各个重要部分损耗参数；
3.待增加次级RC吸收部分参数计算部分；
4.待增加反馈环路参数选择部分；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.7.xls
楼主加油！新手学习中 加油加油
非常好的帖子，最近也在调反激电源，想问下楼主，我做的380VAC输入24V/2ADC输出，在轻载0.2A~0.8A)和接近满载(1.2A~2A)时驱动波形抖动厉害，而且管子和变压器发热厉害，变压器有时还叫嚣。请问这与什么有关？期待讲解反馈补偿设计。
2A输出，输出整流管是会有点热的，需要外加散热片
变压器发热有很多方面的影响了：
看一下变压器部分损耗主要来自铁损还是磁损，然后实际中调试下看看；
在选择磁芯的时候，用的AP法或功率查表法选择好磁芯后是否有预留一定的裕量；
电源工作模式时DCM还是CCM，如果是CCM模式的话建议用AP法选择好磁芯后预留2~3倍裕量；
有没有测试过变压器的具体温升是多少，一般40度左右温升是正常的；
反馈补偿部分是否合理设计了，可通过电源常规测试指标简单验证下；
变压器叫嚣的话有可能变压器本身设计有问题，也有可能只是变压器浸漆工艺没做好。
等有空了再深入的剖析下反馈环路
谢谢楼主提出这么多建议，我的是DCM模式的，变压器磁芯用的PQ26/25,这100多W，我的输出才48W。磁芯没问题。
变压器自感3.5mH,漏感60uH，初级125T，次级10T。三明治绕法。
给楼主看个波形：图一是0.3A左右轻载时的驱动波形。图二是1.5A时接近满载驱动波形，1A左右波形很正常。这波形异常回是什么引起的呢？
是否环路部分设计不合理呢？最好上个原理图看看
Power220_380v.pdf
这是我的原理图，不过现在波形问题解决了，就是在UC2844的3、4脚间接了个101pF的电容。不理解为什么接了这个电容就好了。
目前变压器在响，额定工作时，开关管温度达到70多度（室温30度左右），变压器温度稍低些。继续调试找原因，也希望楼主能帮帮忙看看，给些指导。
3脚和4脚没关联呀，一个是外部振荡频率输入脚，一个是过流检测输入脚。。。。
变压器响建议最好先排除工艺问题先，确认变压器浸漆良好，然后再从设计上找问题；
开关管温度达到70多度，40度的温升一般很正常了，如果你还想降低的话，可以考虑使用更低RDS的MOS管，或者加大开关管外部散热片的类型和面积试一下，理论计算散热片的话可以参考下21楼和157楼示例。
1. 3脚和4脚之间是可以进行斜率补偿的，芯片资料里提到过，但电路不是一个电容就了事了；
2. 变压器是打样的，不过我怀疑变压器的设计有问题，变压器设计如下：
输入：320V~560VAC 开关频率：120KHz
输出：24V、2A 占空比D：0.45
采用PQ26/25磁芯 L=3.5mH 初级125T（0.5mm线） 次级10T（0.8mm线）
变压器的匝比是不是太大了，算过来反射电压300多V了。
我后来自己算了一个匝比，占空比调到0.3，L=1.265mH ,初级93（0.5mm线）, 次级12T（1.7mm线）, 次级的线径是不是太粗了？
3. 另外一个就是反馈环路的问题了，是不是把低频音频信号放大了，传到变压器把声音发出来？
关于第2点，问一下：
1.为什么不考虑使用双线220V电压输入呢？
2.你使用的MOS管开关的最大BVDSS时多少？
3.你测试时有没有在使用调压器在最大交流输入电压下测试呢？
看法：
1.匝比太大主要考虑的是你MOS管的电压应力大小和初级漏感大小，如果这两个允许的话匝比大一点倒无所谓。这里我也觉得匝比有点问题，初级125T ，次级10T，那最大输入电压情况下，你的MOS管的BVSS已经到了1400多V了。。。
2.你重新算过的匝比我觉得倒有点合理，当然前提是考虑MOS管的耐压应力，不过你这里取初级93, 次级12T的话，磁芯开气息就比较大了，磁芯的边缘效应会影响效率，建议取初级84，次级14；
另外，这里的初级和次级线径的大小太粗了，考虑到导线的趋肤效应，单股导线不能大于0.382mm，可以采用多股并绕的方式，你这里次级不需要1.7mm这么大，太大的话导线电流密度很小，太浪费了，简单算了一下，次级等效单股线径1mm左右就够了， 可以采用4股0.35mm左右的线并饶就好~
关于第一点建议你好好研究下，并在实际电路中调试一下，可能的话分享一下你的研究成果，呵呵！ 关于第3个问题，反馈环路的作用主要是为了保证变压器的工作稳定，兼容动态响应和环路带宽，至于为什么会响，应该是电路中的高频噪声耦合到了变压器线圈导致线圈振动发声的吧，如果变压器参数设计合理，浸漆工艺良好，应该不会有听到响声的 以上纯属个人见解，呵呵~ 关于线径大小可以参考下166楼的实例 精华贴，赞一个。 不错，棒棒哒~~~ 强悍 呵呵，强悍不敢当，零碎的知识点做个总结而已
继续优化：
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.8---2015-06-15
更新内容：
修复并优化了初级RCD钳位电路参数计算部分
待更新功能（持续更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各个重要部分损耗参数；
3.待增加次级RC吸收部分参数计算部分；
4.待增加反馈环路参数选择部分；
一步一步精通单端反激式开关电源设计计算工具V1.8.xls
虽然本主题帖实例讲解中输出二极管没有外加RC吸收电路，但考虑到实际应用中还是会经常遇到输出二极管RC吸收电路的选择，这两天打算好好分析下这块，待有空的时候整理下。 做板凳期待 把帖子整理成PDF或者WORD格式 这样方便后来者学习 提高人气 之前也这么想过，主要考虑到1楼已经详细列出了本主题帖的各个主目录，再加上现在还在不断更新中，待有空把主题帖的主要讲解部分分析完后，会考虑整理一下的 这两天比较忙，等空下来继续深入剖析
顶顶顶.....节日快乐！
Q51B.gif)
啥节日
二十三、输出二极管RC吸收电路的参数设计（待验证）
在学习输出二极管RC吸收电路的参数设计时，有幸看了下论坛中CMG大师的帖子，在此做个引用：
~
1.先不加RC，用电容比较低的电压探头测出原始的震荡频率f0。此震荡是有L0C0形成的：L0主要是变压器次级漏感、布线的电感、二极管和输出电容等效ESL； C0主要是二极管节电容和变压器次级的杂散电容；
2.测出原始震荡频率f0后,就可以知道要加的电阻了。因为要阻尼震荡，只要R=2pif0L0=1/(2πf0C0)=SQRT(L0/C0)就可以了；
3.要知道L0或C0，由于杂散参数的影响，查手册是不准确的，可以用实验的方法，试着在二极管上面加电容C，直到震荡频率变为原来的1/2。则原来震荡的C0值为所加电容C的1/3，可以算出R值了，把R加到所加C上,震荡就可以大大衰减(根据原来的震荡频率,也可以算出震荡的L0值).这时适当调整C值的大小,直到震荡基本被抑制,当然如果C值加的很大,会影响效率.此时需要调整变压器结构.
~
由于本主题帖部分的实例未加输出RC吸收电路，待有空按照CMG的方法做做试验，看下对输出二极管尖峰的抑制效果和效率有多大影响，也欢迎大家一起测试下。
前辈你写太好了,让我们初学者是大饱眼福啊 呵呵 有帮助就好~欢迎一起探讨哈 来迟了，好贴呀。 好贴就不能沉下去了 呵呵 还没看，这篇幅涉及真大，好好学习 认真学习 ，恭喜版主获奖！ 大神，关于第3点，是否可以不用加大电容到震荡频率的1/2，随便加一个电容即可，因为只是需要有一个等式来计算C0。另，输出二极管的第一个尖峰和后面几个尖峰的频率是不是不一样啊，我测试得后面几个震荡频率是一致的，但是第一个尖峰到第二个尖峰的频率和后面的不一致！ 我有按照以上方法测试过，发现第一个尖峰到第二个尖峰的频率和后面几个震荡的频率不一致！不知道是怎么回事！另外，加了一个R上去，震荡的频率也有发生变化！ 打开计算工具V1.8时出现
这得留个标记啊
好东西这样设计有问题不？
真的需要好好的静下心来，不浮不噪的学习！！！
好贴，顶起 楼主辛苦，先收藏，听说此贴有PI Expert Suite 9.0 软件可下，请问是在哪一楼呀 在278楼有下载链接楼主大大 请教个问题，我设计的一款电源，使用的是LNK625DG，发现变压器不论是空载还是满载，总是能听到啸叫，不知道有什么方法可以解决
DRC的分析呢 好贴必须MARK 确实好贴 Mark! 留个脚印。 楼主大人！为什么我用L6562D 做30W选用的滤波电容是0.22UF ？ 楼主大人为什么L6562D的输入滤波电容容量很小求解? 码一层~ 谢谢楼主 来参与一下 好贴，期待楼主下一讲 新手刚看完，继续深入学习下 牛逼的好帖，收藏了，谢谢楼主 好详细，新年在家可以慢慢欣赏吸收本大作了
顶楼主，学习学习
不错，进来看看
看看，多多学习！ xuexi 好帖 好久没来了，看看有没有更新 这么长的目录啊进来学习学习！
真的太谢谢了，正在学习 好贴！学习了！ 学习！ 学习。。。。。。。。 看看。 ？学习
马克学习 学习学习，谢谢楼主！ 回复看帖。 好 跟楼主学习。。。 赶紧看看学习 好资料，谢谢。 ？？ 顶一下 查看该帖 多谢分享指导 看看 学习 谢谢楼主分享，学习了 学习中 谢谢分享，先来学习下 . 超级好贴，好好学习，天天向上 看看，学习一下！ 突然像汇总一下
感谢分享
设计了一个电源，总有些毛病，看看有什么需要注意的吗
看大神经验增涨见识 HF thank you. 这么弄看着有点累 这么详细！学习一下 支持 贴子不错 楼主辛苦。。 感谢楼主分享 看看设计是什么内容，希望相互交流，取长补短 先看一下再说 谢谢楼主分享 学习了 正在学习如何处理这些 感谢分享，学习下 好熱門的樣子 看有沒有東西能學 收到，谢谢了 xiexie
学习
好好学习，天天向上！
我是来学习的
希望看到的有所用！！！
好文章，学习了。。。
貌似不错
xuexi xia kankan
很好
学习学习
向大牛学习
学习学习
希望能够有点真材实料才好。
hao
頂
好东西 很系统很全面 谢谢楼主分享
想知道 。
强势围观
学习
不错，不错！
过来看下
谢谢楼主分享宝贵经验
在哪
学习学习，
看看
学习中
学习
经典学习资料
想看下楼主的心得
牛B贴...果断要看....
学习一下啊
haohaohao
.
kkkkkkkkkkkkkkkkkkkkk 严重学习 围观学习中 感谢分享 学习学习
好东西，多谢楼主。
赞，谢谢分享
学习额 谢谢分享，学习中！ 先顶个 学习 新手前来学习 进来学学 谢谢分享 学习。。 参考了， 回复1贴后可查看该帖 过来看帖的 xue 现在看帖还要先回复嘛，汗 真是详细啊，要看看 学习 谢谢！ 路过留个脚印 好东西 谢谢分享 好贴
顶起
感谢分享
强烈建议做成PDF或WORD格式上传，32个赞~！
好东西啊
谢谢分享，来学习啦
学习学习！
DING
进来学习学习 感谢楼主分享
谢谢分享
至尊学习帖！
回复1贴后可查看该贴 好东西 学习一下又来学习了，楼主
学习学习 回复了真的可以看到吗？ 太感谢楼主了，认真参考学习~~ mark 认真学习一下！ 你好，不知道有没有WORD或PDF版的，我想打印出来慢慢研究 WORD版本的只有过程文档，已经上床在首页了，最终完整版的还没整理，都直接写在帖子里了。。。 好专业的样子请多指教 真详细 观注下 谢谢分享！！！ 非常喜欢，慢慢笑话。 好帖子，说得通俗易懂！这两天在写“一步一步详解基于单端反激式开关电源的24V铅酸电池充放电管理电路的设计”
欢迎拍砖，持续更新中，呵呵
我的一个帖子求解答一下不好意思，这块我也没有去深究过，为了追求可靠性，我一般都是按DCM模式去设计变压器，但是我也发现一个问题，就是假设我是按交流220V工作条件按DCM模式设计的变压器，其实在宽范围100多V输入条件下（其他器件的设计裕量足够的前提下）也是可以工作的，只不过是工作到了CCM模式去了。我也入门反激式开关电源不久，没能帮到你，不好意思，希望一起学习，如果得到答案了，也麻烦回复一下，我也希望共同学习下。
最近一直忙着写【我是工程师第二季】一步一步详解基于单端反激式开关电源的24V铅酸电池充放电管理电路的设计
有兴趣的话也可以看一下，呵呵！
大牛，您好！请帮我看看我的这个问题，期待您的回复。。。
好的，去看下先，呵呵 几年前看到这个论坛上一个灌水贴《我和一个KTV小姐的那一年》，熬了好几个晚上才看完，看得撕心裂肺。没想到现在你这个帖子也熬了我好几个晚上看完却没有领会完全，但你这个帖子很吸引人。真正的干货！！！辛苦楼主！谢谢楼主！！！ 呵呵，熬了好几十个晚上才写完 楼主辛苦了，我有一个小问题想跟您讨论一下，如果次级端的整流二极管被击穿了，初级端的电流应该会被拉大，那么整流桥会不会有被击穿的风险？谢谢！ 一般初级都会有做峰值电流限流保护的，至少在产品级的设计中我觉得应该要考虑这个功能吧 嗯，谢谢楼主的回复， ，初级端是有限流检测保护电路，我用的是OB5269 ，输出30V和12V，但是现在有一个问题，输出30V的那个整流二极管被击穿，使用的是肖特基二极管，耐压200V，伴随的是整流桥堆有两个也被击穿了，保险丝熔断，我就是找不到问题在哪？ 先不就管原边怎么击穿的，一步一步来，你测试过正常工作时输出二极管上的反向峰值电压没，有没有超过或接近200V左右？ 正常工作时，反向电压在120V左右，但是开机瞬间有一个脉冲，会冲到195V左右，持续时间2ms左右，峰值吸收回路使用的是两个电阻和一个电容在二极管两端够成的吸收回路，两个47欧姆一个1nf电容。楼主帮您怎么看。。谢谢！ 开机瞬间过冲很大，和你的反馈环路的参数设置有关，试试改下环路稳定性相关的几个参数试试 好的，谢谢楼主的耐心指导！ 参考和学习了
能不能把帖子中的资料发来学习学习
帖子中的资料都上传了附件了，在顶楼有详细的附件的楼层描述~ 看了这么多天必须得顶一个，正在做一个25V2.2A的，受益匪浅TNY278PN电源不起振无电压输出
测得不能正常工作的电源模块278PN芯片BP/M引脚电压在4.75v左右产品在入库前老化时都是没有问题的。入库大概半年左右时间后 部分产品出现上述现象
应用电路参考的规格书范例设计的。 这么精华的帖子现在才看到，相见恨晚啊 好贴！ 边试用，边学习 许多知识好新鲜，我也学习一下 受教了 楼主，下载链接是不是删掉了，没找到啊
mark 有时间慢慢看 学习了 很仔细
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好棒的帖子，谢谢
初次接触这块就遇到这么的帖子，感谢楼主。
好帖。
好棒的帖子，谢谢
有时间学习了一下
下载下来，参考和学习
楼主你好,可以发一份(反激开关电源设计计算表格)给我吗? 297238328@qq.com 非常感谢.
写的真好。楼主辛苦了！
下载下来，参考和学习
好贴，要慢慢看才行，MARK ！
大神讲的很详细呀，小弟佩服
学习和参考了，好设计方案，多参考
大神您好，您写的资料很详细，想问下按照这个设计过程能设计出输出150V/1A的开关电源吗，看了很多资料设计的单端反激式电源都是5V、12V、24V这种小电压的，不知道150V这种高压的能不能用光耦隔离的单端反激式实现呢，我是新手，求指教
**此帖已被管理员删除**
求大神救我，这个电路已经仿真快一个多月了，总是没法实现功能，后面还要出pcb，调试呢，感觉快比不了业了，有偿指导，跪求
**此帖已被管理员删除**
不好意思，网络故障恢复了好几遍，我不是故意的
重复的内容删掉了，另外 帖子里不可以有qq哦，站内信发qq吧 恩恩，好的，谢谢啦 应该是可以的，反激本来就是做高压的吧 很谢谢楼主分享~~~~~~~~~~~~~~~~ 没看到你的附件，有给我份。谢谢 楼主大公无私，最近正在学习这块，非常感谢！ 绝世好贴，学到好多东西，感谢楼主无私分享！！！ 这么详细，学习了 美啊，好美的帖子 如果输入就为直流24V或48V, 前端的哪些环节可以省去？ 好贴，插个旗子 好贴，学习观摩 这才是真正的大家!要好好学习！ 学习了 mark 学习学习 感觉好多要请教的 就喜欢这种从头开始造轮子的帖子~点个攒www 好贴，学习观摩 有附件下载吗 感谢群主的分享，非常非常感谢。 哇，好腻害，收藏了慢慢看 太厉害了!这么强大的资料。谢谢！ 厉害啊这帖子···大开眼界 学习和参考了，多谢 学习和参考，多谢 报名参加，学习和参考 大功率电感厂家 |大电流电感工厂 电容式触摸感应开关，不像裸露在外的按钮和开关那样容易受到环境磨损的影响，也不需要像机械那样需要预留机械部件运动的空间，因此它不仅在外观上使得产品更漂亮，而且增强了用户体验，同时也延长了设备的使用寿命 什么是高频变压器？简介：高频变压器是作为开关电源最主要的组成部分。开关电源一般采用半桥式功率转换电路，工作时两个开关三功率电感极管轮流导通来产生100kHz的高频脉冲波，然后通过高频变压器进行降压，输 大功率电感
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