串联式开关电源储能滤波电容的计算(2)1-2-4．串联式开关电源储能滤波电容的计算我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。

图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。

图1-6中，Ui为电源的输入电压，uo为控制开关K的输出电压，Uo为电源滤波输出电压，iL为流过储能滤波电感电流，Io为流过负载的电流。

图1-6-a)是控制开关K输出电压的波形；图1-6-b)是储能滤波电容C的充、放电曲线图；图1-6-c)是流过储能滤波电感电流iL的波形。

当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，控制开关K的占空比D等于0.5，流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。

在Ton期间，控制开关K接通，输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo，在输出电压uo的作用下，流过储能滤波电感L的电流开始增大。

当作用时间t大于二分之一Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL开始大于流过负载的电流Io，所以流过储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电，储能滤波电容C的两端电压开始上升。

当作用时间t等于Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL为最大，但储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值，此时，储能滤波电容C的两端电压还在继续上升，因为，流过储能滤波电感L的电流iL还大于流过负载的电流Io；当作用时间t等于二分之一Toff的时候，流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io，储能滤波电容C的两端电压达到最大值，电容停止充电，并开始从充电转为放电。

可以证明，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，这一点后面还要详细说明，请参考后面图1-23、图1-24、图1-25的详细分析。

图1-6中，电容两端的充放电曲线是有意把它的曲率放大了的，实际上它们的变化曲率并没有那么大。

因为储能滤波电感L和储能滤波电容构成的时间常数相对于控制开关的接通或关断时间来说非常大(正弦曲线的周期：

(1-17)和(1-18)式，就是计算串联式开关电源储能滤波电容的公式(D=0.5时)。

式中：Io是流过负载的电流，T为控制开关K的工作周期，ΔUP-P为输出电压的波纹。

电压波纹ΔUP-P一般都取峰-峰值，所以电压波纹正好等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P=2ΔUc。

顺便说明，由于人们习惯上都是以输出电压的平均值为水平线，把电压纹波分成正负两部分，所以这里遵照习惯也把电容器充电或放电时的电压增量分成两部分，即：2ΔUc。

同理，(1-17)和(1-18)式的计算结果，只给出了计算串联式开关电源储能滤波电容C的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。

当储能滤波电容的值小于(1-17)式的值时，串联式开关电源滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P会增大，并且当开关K工作的占空比D小于0.5时，由于流过储能滤波电感L的电流iL出现不连续，电容器放电的时间大于电容器充电的时间，因此，开关电源滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P将显著增大。

因此，最好按(1-17)式计算结果的2倍以上来选取储能滤波电容的参数。

文章来自网络摘抄，原作者未知。

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开关电源,连载

哎,陶显芳这个人,我说他只"精通"反激,看来一点不假.从些文中可以看出,他要么根本就没做过所谓的"串联式开关电源",要么就是没曾好好地研究过...完全是为了写文章而写文章.对于丑女人,有个说法叫做:长的丑不是你的错,不过还要出来吓人那就是你的错,对于瞎写的人来说,不懂不是你的错,但不懂装懂忽悠初学者那就是大错特错了.退都退休了,抱孙子多好,真要不甘寂莫要讲点课,那也得搞点自已善长的吧

今天出着太阳,人有些懒,就不多说了.运用电压三角形,会发现对纹波影响最大的,往往是ESR,正确的计算方法,是先跟据允许的纹波电压得出滤波元件的复阻抗,再设定一个比复阻抗小一些的ESR,再得出XC,再求容量.如果按陶显芳的的方法得出一个容量,你会发现纹波比预想的要大得多,方法不得当,就并电容玩儿吧.摸着石头过河?